Искусство схемотехники. Часть 4 — Что влияет на стабильность
Избранные главы из книги С. А. Гаврилова «Искусство схемотехники. Просто о сложном».
Продолжение
| Заказать книгу можно в интернет-магазине издательства |  |
1.5. Анализ. Что влияет на стабильность
Дрейф входного напряжения
Радиолюбителю достаточно применить одну из описанных схем стабилизации режима, рассчитать величины резисторов, и на этом успокоиться. Но профессиональному разработчику этого мало. Следует убедиться, что получилось: какая стабильность достигнута. Значит, от синтеза схем переходим к их анализу.
Возможный разброс и температурная нестабильность тока коллектора в схеме эмиттерной стабилизации связаны с рядом факторов. Так температурный дрейф напряжения UБЭ транзистора приводит к нестабильности потенциала эмиттера, а значит, и величины тока. И этот дрейф не так уж мал: примерно 2 мВ на каждый градус. То есть «расчетные» 0.7 В на переходе кремниевого прибора в действительности уменьшатся до 0.6 В при +70 °С, а при минус 30° превратятся в 0.8 В.
Впрочем, если разность потенциалов базы и нижнего (по схеме) вывода эмиттерного резистора составляет хотя бы 1.5–2 В, – относительная нестабильность получается весьма малой; дальнейшим увеличением EБ ее можно снизить в желаемой степени.
Нестабильность потенциала базы
Она, разумеется, отрицательно скажется на стабильности IK. Подсоединение базы в реальной схеме к источнику EБ через резистор, создание базового напряжения с помощью резистивного делителя, как на рис. 1.21, а (такие варианты встречаются сплошь да рядом), – все это ведет к дрейфу и разбросу тока каскада. Ведь протекание базового тока неопределенной величины через резисторы изменяет величину потенциала на IБRБ (RБ – сопротивление базовой цепи).
Трансформированное сопротивление
Если разработчик намерен количественно оценить пределы возможных изменений тока коллектора в схеме, подобной рис. 1.21, а, то решение громоздкого уравнения он заменяет анализом простой эквивалентной схемы (рис. 1.21, б).
 | |
| Рис. 1.21. | Влияние базовой цепи на потенциал делителя (а) заменяют включением эквивалентного резистора (б) |
В ней воздействие базовой цепи транзистора изображается сопротивлением h21ЭRЭ, – «трансформированным в базовую цепь» эмиттерным резистором. Учтя пределы возможного изменения параметра h21Э для транзисторов данного типа, несложными вычислениями мы получим пределы разброса UБ.
При малых величинах UБ более точная расчетная модель получается включением последовательно с «трансформированным сопротивлением» источника ЭДС (0.7 В).
Стабильность потенциала базы определяется еще одним фактором, который в ряде случаев приходится вводить в модель. Речь идет об обратном токе коллекторного перехода IKБ0.
| Радиолюбитель: | Знакомый параметр: он дан в любом справочнике под номером один. |
Этот нежелательный ток направлен противоположно рабочему току базы, равному IК/h21Э; в схеме на рис. 1.9 первый будет повышать, а второй – понижать UБ, от чего, впрочем, разработчику не легче.
| Радиолюбитель: | Значит, придется усложнять расчеты? |
Вообще-то (при грамотном выборе типа транзистора) в нормальных условиях, а тем более при минусовых температурах, доля тока IKБ0 в общем базовом токе кремниевого транзистора пренебрежимо мала; усложнять расчетную модель чаще всего нет смысла. Ситуация меняется при нагреве, когда из-за роста коэффициента передачи тока величина IК / h21Э уменьшается, зато нарастает ток утечки.
| Радиолюбитель: | Я помню из книг, что обратный ток перехода увеличивается примерно вдвое на каждые 10 градусов. |
Теоретически это так. Но давайте разберем конкретную ситуацию. Возьмем прибор типа 2Т368.
| Радиолюбитель: | Пожалуйста: вот, из справочника, при +25 °С значение IKБ0 может доходить для него до 0.5 мкА. |
Хорошо. А на что должен рассчитывать разработчик при +125 °С?
| Радиолюбитель: | По расчету выходит. где-то до 0.5 мА? |
| Радиолюбитель: | Нет, погодите, вот здесь же, в справочнике, написано: для +125 °С IKБ0 Радиолюбитель: | И все же, как подходить к расчету стабильности схемы при максимальной рабочей температуре? |
Это просто: принять в качестве наихудшего случая ток базы равным предельному значению IKБ0, взятому из данных на транзистор, вовсе не учитывая рабочего тока базы. Что дает максимальную величину ухода базового потенциала, с которой следует считаться, равную IKБ0RБ, RБ = R1R2/(R1 + R2) (для рис. 1.21).
Отметим, между прочим, что и температурный рост IKБ0, и дрейф UБ воздействуют на ток коллектора в одном направлении; соответствующие составляющие нестабильности специалист просто сложит.
Особенности коллекторной стабилизации
Недостаток основной схемы очевиден: она диктует разработчику ограничения, вытекающие из того, что всегда IKБ = 0. А повышение напряжения коллектора, связанное с протеканием базового тока (рис. 1.22, а), ухудшает стабильность. Тем не менее, во многих случаях считают возможным поступиться стабильностью режима ради простоты схемы. Более детально проанализировать ее можно знакомым методом трансформированного сопротивления.
Рис. 1.22, б показывает, как сопротивление резистора RБ трансформируется в коллекторную цепь с коэффициентом 1/h21Э. Из полученной схемы нетрудно найти UK и IK.
 | |
| Рис. 1.22. | Схему с базовым резистором (а) заменяем расчетной схемой (б) |
Интересно, что здесь всегда соблюдается: ЕK > UK ≥ UБЭ (это очевидно из рис. 1.22, б), то есть транзистор в любом случае находится в активном режиме. Весомое достоинство!
Стабилизация схемы с делением напряжения
Напомним ее – рис. 1.23, а. Очевидно, что возможная ошибка в расчете легко приведет к ситуации, когда окажется, что IK Радиолюбитель:
С этой точки зрения большие коэффициенты деления нежелательны, стабильного тока при высоких напряжениях на коллекторе не добиться.
| Радиолюбитель: | Но я уже догадываюсь, что какой-то выход есть. |
Вспомогательный ток
Противоречия, ведущие к ухудшению стабильности при попытке повысить UKБ, сняты в усложненной схеме коллекторной стабилизации (рис. 1.23, б), где потенциал коллектора определяется специально пропускаемым током. Пренебрегая в простейшей модели током базы, получаем:
где I – ток в базовой цепи, задаваемый в данном случае резистором R2:
 | |
| Рис. 1.23. | Транзистор может оказаться запертым (а); поможет пропускание вспомогательного тока (б) |
Таким путем задается потенциал коллектора, а следовательно, и IK, но при этом нельзя упускать из виду, что:
Стабильность, очевидно, улучшается при повышении Е2.
Компенсация дрейфа
Во всех рассмотренных вариантах, даже при низкоомной базовой цепи, всегда остается составляющая нестабильности тока, связанная с дрейфом входного напряжения транзистора.
Радиолюбитель: Как же, помню: два милливольта на каждый градус?
Правильно. Поэтому при повышенных требованиях переходят к комбинированным схемам с компенсацией вторым транзистором (см., например, рис. 1.24, а). А режим VТ2 установлен способом коллекторной стабилизации:
| Радиолюбитель: | Короче говоря, здесь дрейфы UБЭ двух транзисторов призваны как бы вычитаться? |
Разумеется. Если оба транзистора выполнены в общем кристалле микросхемы, и вдобавок соблюдено: IK1 = IK2, компенсация получается практически полной, и UЭ1 = EБ.
В случае абсолютной идентичности транзисторов – симметрия сохранится и при введении равных резисторов в цепи баз, без чего, бывает не обойтись на практике (рис. 1.24, б). Хотя, к сожалению, определенное различие базовых токов ΔIБ все же неизбежно. Поэтому нестабильность величины UЭ1 будет связана как с разностью входных напряжений ΔUБЭ и ее дрейфом, так и со смещением, обусловленным базовыми сопротивлениями: ΔIБRБ.
 | |
| Рис. 1.24. | Дрейф UБЭ компенсируем идентичным переходом (а); но включение резисторов может |
| Радиолюбитель: | Все это, я думаю, можно учесть: расчеты-то несложны, имелись бы данные. |
Что же, обратитесь, в качестве примера, к данным интегральной транзисторной пары 129HT1, и найдите в них сведения, позволяющие оценить обе составляющие. Ознакомьтесь и с тем, как описанный метод стабилизации реализован в старой микросхеме 122УД1. Если отыщете ее схему, конечно.
Кстати, в идеальном случае полной компенсации эмиттерный потенциал стабилизированного транзистора (рис. 1.24, а) точно равен потенциалу одной из шин питания; эмиттерный резистор теряет тогда функциональный смысл и становится излишним. Приходим к знакомому «токовому зеркалу».
«Сверхстабильность»
Проектируя схемные структуры, нацеленные на повышенную стабильность тока, не надо забывать одной «мелочи»: все усилия по нейтрализации влияния параметров активных приборов могут оказаться бессмысленными, когда не учтены возможные изменения величин напряжений, питающих схему! Опытный разработчик не упускает из виду и неизбежные погрешности величин резисторов, в том числе их температурный уход.
К счастью, лишь в редких случаях требуется та сверхвысокая стабильность, когда подобное приходится всерьез учитывать.
Итак, мы убедились, что именно биполярные транзисторы, благодаря своим свойствам, позволяют получать весьма стабильные по режиму схемные структуры. Еще в большей мере относится это к дифференциальным параметрам каскадов.
Продолжение читайте здесь
Источник
8.2. Характеристики операционных усилителей
ОУ характеризуются усилительными, входными, выходными, энергетическими, дрейфовыми, частотными и скоростными характеристиками.
Коэффициент усиления (KU) равен отношению приращения выходного напряжения к вызвавшему это приращение дифференциальному входному напряжению при отсутствии обратной связи (ОС). Он изменяется в пределах от 10 3 до 10 6 .
Важнейшими характеристиками ОУ являются амплитудные (передаточные) характеристики (рис. 8.4). Их представляют в виде двух кривых, относящихся соответственно к инвертирующему и неинвертирующему входам. Характеристики снимают при подаче сигнала на один из входов при нулевом сигнале на другом. Каждая из кривых состоит из горизонтального и наклонного участков.
Горизонтальные участки кривых соответствуют режиму полностью открытого (насыщенного), либо закрытого транзисторов выходного каскада. При изменении входного напряжения на этих участках выходное напряжение усилителя остается постоянным и определяется напряжениями +Uвых max) -Uвых max. Эти напряжения близки к напряжению источников питания.
Наклонному (линейному) участку кривых соответствует пропорциональная зависимость выходного напряжения от входного. Этот диапазон называется областью усиления. Угол наклона участка определяется коэффициентом усиления ОУ:
Большие значения коэффициента усиления ОУ позволяют при охвате таких усилителей глубокой отрицательной обратной связью получать схемы со свойствами, которые зависят только от параметров цепи отрицательной обратной связи.
Амплитудные характеристики (см. рис. 8.4), проходят через нуль. Состояние, когда Uвых = 0 при Uвх = 0,называется балансом ОУ. Однако для реальных ОУ условие баланса обычно не выполняется. При Uвх = 0 выходное напряжение ОУ может быть больше или меньше нуля:
Напряжение (Uсмо), при котором Uвых = 0, называется входным напряжением смещения нуля (рис. 8.5). Оно определяется значением напряжения, которое необходимо подавать на вход ОУ для получения нуля на выходе ОУ. Обычно составляет не более единиц милливольт. Напряжения Uсмо и ∆Uвых (∆Uвых = Uсдв — напряжение сдвига) связаны соотношением:
Основной причиной появления напряжения смещения является существенный разброс параметров элементов дифференциального усилительного каскада.
Зависимость параметров ОУ от температуры вызывает температурный дрейф входного напряжения смещения. Дрейф входного напряжения смещения – это отношение изменения входного напряжения смещения к изменению окружающей температуры:
Обычно Eсмо составляет 1…5 мкВ / °С.
Используемый диапазон входного напряжения называется областью ослабления синфазного сигнала. Операционные усилители характеризуется коэффициентом ослабления синфазного сигнала (Косс) – отношением коэффициента усиления дифференциального сигнала (Кuд) к коэффициенту усиления синфазного сигнала (Кu сф).
Коэффициент усиления синфазного сигнала определяется как отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению синфазног
о входного сигнала). Коэффициент ослабления синфазного сигнала обычно выражается в децибелах.
Входное сопротивление, входные токи смещения, разность и дрейф входных токов смещения, а также максимальное входное дифференциальное напряжение характеризуют основные параметры входных цепей ОУ, которые зависят от схемы используемого дифференциального входного каскада.
Входной ток смещения (Iсм) – ток на входах усилителя. Входные токи смещения обусловлены базовыми токами входных биполярных транзисторов и токами утечки затворов для ОУ с полевыми транзисторами на входе. Другими словами, Iсм – это токи, потребляемые входами ОУ. Они обуславливается конечным значением входного сопротивления дифференциального каскада. Входной ток смещения (Iсм), приводимый в справочных данных на ОУ, определяется как средний ток смещения:
Входной ток сдвига – это разность токов смещения. Он появляется вследствие неточного согласования коэффициентов усиления по току входных транзисторов. Ток сдвига является переменной величиной, лежащей в диапазоне от нескольких единиц до нескольких сотен наноампер.
Вследствие наличия входного напряжения смещения и входных токов смещения схемы ОУ приходится дополнять элементами, предназначенными для начальной их балансировки. Балансировка осуществляется подачей на один из входов ОУ некоторого дополнительного напряжения и введения резисторов в его входные цепи.
Температурный дрейф входного тока – коэффициент, равный отношению максимального изменения входного тока ОУ к вызвавшему его изменению окружающей температуры.
Температурный дрейф входных токов приводит к дополнительной погрешности. Температурные дрейфы важны для прецизионных усилителей, так как, в отличии от напряжения смещения и входных токов, их очень сложно скомпенсировать
Максимальным дифференциальным входным напряжением лимитируется напряжение, подаваемое между входами ОУ в схеме, для исключения повреждения транзисторов дифференциального каскада
Входное сопротивление зависит от типа входного сигнала. Различают:
· дифференциальное входное сопротивление (Rвх диф) – (сопротивление между входами усилителя);
· синфазное входное сопротивление (Rвх сф) – сопротивление между объединенными входными выводами и общей точкой.
Значения Rвх диф лежат в интервале от нескольких десятков килоом до сотен мегаом. Входное синфазное сопротивление Rвх сф на несколько порядков больше Rвх диф.
Выходными параметрами ОУ являются выходное сопротивление, а также максимальное выходное напряжение и ток.
Операционный усилитель должен обладать малым выходным сопротивлением (Rвых) для обеспечения высоких значений напряжения на выходе при малых сопротивлениях нагрузки. Малое выходное сопротивление достигается применением на выходе ОУ эмиттерного повторителя. Реальное Rвых составляет единицы и сотни ом.
Максимальное выходное напряжение (положительное или отрицательное) близко к напряжению питания. Максимальный выходной ток ограничивается допустимым коллекторным током выходного каскада ОУ.
Энергетические параметры ОУ оценивают максимальными потребляемыми токами от обоих источников питания и соответственно суммарной потребляемой мощностью.
Усиление гармонических сигналов характеризуется частотными параметрами ОУ, а усиление импульсных сигналов – его скоростными или динамическими параметрами.
Частотная зависимость коэффициента усиления ОУ без обратной связи называется амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ).
На низких частотах коэффициент усиления операционного усилителя без ОС очень велик и остается постоянным до частоты, называемой частотой среза (fср,), а затем появляется спад АЧХ, коэффициент усиления начинает уменьшаться. Причиной этого является частотная зависимость параметров транзисторов и паразитных емкостей схемы ОУ. По граничной частоте (fгр), которой соответствует снижение коэффициента усиления ОУ в , оценивают полосу пропускания частот усилителя, составляющую для соврем
енных ОУ десятки мегагерц.
Частота (f1), при которой коэффициент усиления ОУ равен единице, называется частотой единичного усиления.
Вследствие создаваемого усилителем в области высоких частот фазового сдвига выходного сигнала относительно входного фазо-частотная характеристика ОУ по инвертирующему входу приобретает дополнительный (сверх 180°) фазовый сдвиг (рис. 8.8).
Для обеспечения устойчивой работы ОУ необходимо уменьшать запаздывание по фазе, т.е. корректировать амплитудно-частотную характеристику ОУ.
Динамическими параметрами ОУ являются скорость нарастания выходного напряжения (скорость отклика) и время установления выходного напряжения. Они определяются по реакции ОУ на воздействие скачка напряжения на входе (рис. 8.9).
Скорость нарастания выходного напряжения – это отношение приращения ( Uвых) к интервалу времени ( t), за который происходит это приращение при подаче на вход прямоугольного импульса. То есть
Чем выше частота среза, тем больше скорость нарастания выходного напряжения. Типовые значения VU вых – единицы вольт на микросекунды.
Время установления выходного напряжения (tуст) – время, в течение которого Uвых операционного усилителя изменяется от уровня 0,1 до уровня 0,9 установившегося значения Uвых при воздействии на вход ОУ прямоугольных импульсов. Время установления обратно пропорционально частоте среза.
Источник