Коммутация отрицательного напряжения транзистором

Здесь R_отк. это сопротивление открытого транзистора. Так как данное сопротивление мало (десятки-сотни миллиом), если притянуть затвор к питанию, разница напряжений между затвором и истоком будет недостаточна для полного открытия транзистора даже при большом токе. Данное ограничение можно обойти используя разные источники для питания нагрузки и для управления затвором, но нужно чётко понимать как это работает.

Одна из особенностей подключения MOSFET транзистора к цифровым схемам — это необходимость подачи достаточного напряжения затвор-исток. В даташитах на транзистор пороговое напряжение затвор-исток (gate-source), при котором он начинает открываться называется gate threshold voltage (V_GS). для полного открытия таким транзисторам надо подать на затвор довольно большое напряжение. Обычно это около 10 вольт, а микроконтроллер чаще всего может выдать максимум 5В. Есть несколько вариантов решения данной проблемы:

На биполярных транзисторах соорудить цепочку, подающую питание с высоковольтной цепи на затвор.
Применить специальную микросхему-драйвер, которая сама сформирует нужный управляющий сигнал и выровняет уровни между контроллером и транзистором. Типичные примеры драйверов это, например, IR2117. Надо только не забывать, что есть драйверы как верхнего так и нижнего плеча (или совмещенные, полумостовые). Выбор драйвера зависит от схемы включения нагрузки и коммутирующего транзистора. Для того, чтобы поддерживать N-канальный транзистор открытым в верхнем плече, ему на затвор нужно подать напряжение выше напряжения истока, а с учётом малого падения на самом транзисторе, получается что это выше напряжения питания. Для этого в драйвере верхнего плеча используется накачка напряжения. Этим и отличается драйвер нижнего плеча от драйвера верхнего плеча.

Также возможно просто использовать транзистор с малым отпирающим напряжением (т.н. logic level транзисторы). Например из серии IRL630A или им подобные. У них открывающие напряжения привязаны к логическим уровням. У них правда есть один недостаток — их порой сложно достать. Если обычные мощные полевики уже не являются проблемой, то управляемые логическим уровнем бывают далеко не всегда.

Никогда не оставляйте затвор «болтаться» в воздухе — так как транзистор управляется «полем», на затворе могут наводиться помехи от окружающих электро-магнитных полей, поэтому желательно всегда притягивать его через большое сопротивление либо к питанию, либо к земле, в зависимости от схемы. Сказанное верно, даже если вы используете микроконтроллер для управления транзистором — это поможет избежать неопределённых состояний, когда управляющее устройство, например, перезагружается.

Наличие емкости на затворе создаёт бросок «зарядного» тока при открытии, поэтому для его ограничения рекомендуется ставить небольшой резистор в цепь затвора. Ограничив ток резистором вы также увеличите время открытия транзистора.

Для шунтирования импульса тока, образующегося при отключении индуктивной нагрузки, добавляют быстрый защитный диод (TVS-диод), включённый параллельно истоку-стоку. Если имеется однонаправленный супрессор используется обратное включение, хотя допустимо также использовать двунаправленные TVS-диоды. Также, если транзисторы работают в мостовой или полумостовой схеме на высокой частоте (индукционные нагреватели, импульсные источники питания и т.п.), то в цепь стока встречно включается диод Шоттки для блокирования паразитного диода. Паразитный диод имеет большое время запирания, что может привести к сквозным токам и выходу транзисторов из строя.

Если вы планируете использовать полевой транзистор в качестве быстрого высокочастотного ключа и\или для коммутации мощной или индуктивной нагрузки, необходимо использовать т.н. снабберные цепи — часть схемы, замыкающая токи переходных процессов на себя, уменьшая паразитный нагрев транзистора. Снаббер также защищает от самооткрывания транзистора при превышении скорости нарастания напряжения на выводах сток-исток.

Источник

Транзисторы работающие как реле в ключевом режиме

Если нужно использовать транзистор в качестве «реле», то есть чтоб он или был полностью открыт, или полностью закрыт (не проводил ток совсем), лучше всего подключить его в конфигурации с общим эмиттером (если это биполярный транзистор) или с общим истоком, если используем полевой МОП-транзистор. В зависимости от того как требуется управлять нагрузкой и надо выбрать соответствующий транзистор:

NPN (биполярный) или с каналом N-типа (MOSFET), если отрицательный кабель должен быть отключен, а положительный — подключен постоянно,
PNP (биполярный) или с каналом P-типа (MOSFET), если положительный кабель должен быть отключен, а отрицательный подключен постоянно.

Все четыре варианта включения показаны на схемах ниже:

Чтобы включить такой транзистор, на его базу или затвор должно подаваться напряжение:

выше, чем на эмиттер или исток (для транзисторов NPN или с каналом N)
ниже, чем на эмиттер или исток (для транзисторов PNP или с каналом P).

Напряжение может поступать от микроконтроллера, оптрона или другой схемы управления, например компаратора. Вот как это делается на практике.

В случае биполярных транзисторов надо установить соответствующий высокий базовый ток. Только тогда транзистор может насыщаться и нормально функционировать как реле. А двухпозиционное транзисторное управление ограничит потери рассеиваемой мощности.

Если нужно использовать MOSFET, значение этого управляющего напряжения должно превышать пороговое напряжение UGSth транзистора в несколько раз. Затвор полевого МОП-транзистора не потребляет ток, когда он полностью открыт. Для перезарядки пропускной способности затвора требуется протекание тока. Также обратите внимание на максимальное напряжение затвор-исток, которое обычно составляет 12 — 20 В — подробности в даташите для данного транзистора. Превышение этого значения может привести к выходу из строя радиоэлемента.

Транзистор выключается путем приведения его напряжения база-эмиттер (или затвор-исток) к нулю. Самый простой способ сделать это — подключить управляющий вход к линии, к которой подключен эмиттер (или исток). Остерегайтесь PNP или P-канальных транзисторов — если схема управления запитана от напряжения ниже чем транзистор, его нельзя будет выключить. Тут необходимо использовать дополнительную схему управления или брать транзистор типа NPN (или с каналом N).

Резисторы R1 в каждом из решений отключают транзистор, когда управляющий сигнал не подан. Его сопротивление не критично, обычно принимают в пределах 10 — 100 кОм. Резисторы R2 ограничивают ток, протекающий через базы биполярных транзисторов, и их сопротивление можно рассчитать по формуле:

R2 = ((USTER — UBE) · bMIN) / (Icmax · k)

Icmax — максимальный ток, который может потреблять нагрузка.
bMIN — минимальное значение коэффициента усиления по току данного транзистора.
USTER — базовое управляющее напряжение от цепи управления.
UBE — напряжение в открытом состоянии база-эмиттер (около 0,7 В для обычных биполярных транзисторов, около 1,5 В для транзисторов Дарлингтона).
k — коэффициент ограничения, определяющий степень насыщения транзистора. Предполагается, что должен быть 2 и более.

Резисторы R3 играют аналогичную роль — ограничивают ток затвора. Однако их значение не так критично, потому что они ограничивают ток только при переключении транзистора. Обычно можно использовать тоже 10 — 100 Ом.

Биполярный транзистор или полевой

Когда следует выбирать биполярный транзистор, а когда — полевой МОП-транзистор? В подавляющем большинстве устройств MOSFET победит — у него низкие потери мощности. Биполярный же транзистор стоит рассмотреть при низком управляющем напряжении (например, 1,8 В).

В схемах с биполярными транзисторами резисторы R1 подключались непосредственно рядом с управляющим выходом, а в случае полевых МОП-транзисторов — между затвором и истоком. В связи с этим они не принимают базовый ток биполярных транзисторов, необходимый для их надлежащего насыщения. С другой стороны, в случае полевых МОП-транзисторов резисторы R1 не оказывают такого большого влияния на их работу, потому что сопротивления R1 и R3 существенно различаются, R1 больше R3.

Далее приведены 4 примера управления Arduino нагрузкой, потребляющей ток до 0,5 А. Все питаются от 5 В.

Если данная нагрузка включает в себя катушку или двигатель, соответствующий защитный диод должен быть обязательно подключен параллельно к ней. Это защитит транзистор от повреждения во время его выключения при возникновении перенапряжения на индуктивности.

Управление полевым транзистором от микроконтроллера

При управлении полевыми МОП-транзисторами непосредственно с выхода микроконтроллера следует помнить о нескольких вещах: пороговое напряжение транзистора UGSth, входная емкость транзистора, уровень напряжения, если стоит P-канальный.

Резистор R2 (схема выше) удерживает транзистор закрытым при выключении микроконтроллера. Его сопротивление не критично, обычно его принимают в пределах 10 кОм — 100 кОм. С другой стороны, резистор R1 снижает ток потребляемый с выхода микроконтроллера, при изменении логического состояния. Точное значение определить сложно, поэтому оно может быть в диапазоне от 10 Ом до 100 Ом. Схема для MOSFET-P будет работать только тогда, когда напряжение питания микроконтроллера и схемы, управляемой транзистором, одинаковы.

Для полного открытия полевого МОП-транзистора требуется напряжение затвор-исток, в 2 — 3 раза превышающее пороговое напряжение. Если производитель указывает, что например у BUZ11, пороговое напряжение UGSth не более 4 В, то полное открытие произойдет при UGS = 8 — 12 В. Так что управление им с микроконтроллера на 5 В точно будет некорректным. Понадобится использовать транзистор с более низким пороговым напряжением, например IRLML0030, где максимальное UGSth = 2,3 В.

Входная емкость полевого МОП-транзистора составляет от нескольких сотен пикофарад до нескольких нанофарад. Выход микроконтроллера может проводить ток в несколько десятков миллиампер. Это означает, что время перезарядки затвора значительно. Например, току 20 мА требуется 1 мкс, чтобы перезарядить емкость 4 нФ на 5 В.

Ещё одна проблема возникнет только с транзисторами с каналом P-типа. Для их выключения необходимо довести напряжение затвор-исток до нуля, что предполагает уравнивание потенциала затвора с потенциалом истока. Следовательно, в такой схеме транзисторный исток может быть подключен к тому же напряжению, от которого запитан микроконтроллер, то есть 5 В. Управление транзистором (отключение) будет некорректным, если напряжение затвор-исток слишком сильно отличается от нуля.

Так что если: транзистор с высоким пороговым напряжением UGSth должен быть активирован, напряжение питания микроконтроллера очень низкое (например 1,8 В), сигнал ШИМ имеет высокую частоту, или транзистор с каналом P подключен к гораздо более высокому напряжение (например, 24 В), тогда необходимо использовать драйвер MOSFET. На рынке есть множество таких типов микросхем. Они обеспечат соответствующую скорость переключения и регулируют уровни напряжения. Пример — TC4426. Он работает с напряжением до 18 В и хорошо поддерживает выходы микроконтроллеров даже от 3,3 В.

Пассивное охлаждение в радиоэлектронике — устройство и принцип работы тепловой трубки.

Инфракрасный датчик приближения объектов к транспортным средствам — схема для самостоятельной сборки на базе E18-D80NK.

Тонкомпенсированный регулятор громкости с адаптацией к регулятору тембра — теория и практика.

Электрофорез «Поток-1» — схема, инструкция и самостоятельное изготовление медицинского прибора.

Источник

Переключение при нулевом напряжении или что такое ZVS?

Главная страница » Переключение при нулевом напряжении или что такое ZVS?

Переключение при нулевом напряжении (ZVS — Zero Voltage Switching) считается панацеей от проблем, связанных с высокой частотой и достижением более высоких требований к эффективности. При всех положительных моментах функционала ZVS, однако, следует помнить о некоторых ограничениях, включая целый ряд своего рода «ловушек» при реализации этой схемы.

Что такое ZVS для инженерно-конструкторской идеи?

Основная идея с упором на переключение при нулевом напряжении проста. Перед включением полупроводник MOSFET (переход сток-исток) находится под высоким напряжением (V_DS). Это напряжение также является напряжением, до которого заряжается ёмкость Coss (сток-исток выход). Чтобы достичь эффекта ZVS – переключение при нулевом напряжении, ёмкость Coss необходимо освободить от энергии до подачи стробирующего сигнала.

Здесь даже частичный разряд полезен, но в идеале всю энергию, накопленную ёмкостью Coss, необходимо отвести в нагрузку. Такое действие приводит к нулевому значению параметра V_DS. На картинке ниже показаны индуктивные перекрёстные потери тока и напряжения при условиях жёсткого переключения (А).

Графики демонстрации результат переключения в условиях обычных (А) и в условиях, когда используется переключение при нулевом напряжении (В)

Там же показаны аналогичные формы сигналов при переключении с эффектом ZVS (B). Потери при переключении исключены, поскольку нет пересечения между напряжением (V_DS) и кратковременным импульсным током (I_DS). Помимо потерь, эффект на переключение при нулевом напряжении также минимизирует шумы и связанные с переключением электромагнитные помехи.

Существует масса рекомендаций на тот счёт, как реализовать ZVS, но крайне мало перспектив с точки зрения устройства, которое фактически выполняет переключение. Поэтому рассмотрим критерии ZVS — переключение при нулевом напряжении, на примере MOSFET транзистора.

Коммутация ZVS – различия методов организации переключения

Существуют и применяются несколько методов достижения принципа переключения ZVS:

Несмотря на то, что резонансное и мягкое переключение при нулевом напряжении рассматриваются как взаимозаменяемые эффекты, между этими эффектами имеются определённые различия.

Резонансное переключение ZVS характерно возникновением резонанса между паразитными элементами цепи:

рассеивающими индукторами,
ёмкостью включенного полевого транзистора.

Или же возможен резонанс между основными компонентами самой силовой передачи, как в преобразователях.

В первом случае рабочая частота постоянна. Силовая передача может быть такой же, как при жестком переключении, или может иметь дополнительные элементы малой мощности с целью облегчить переключение при нулевом напряжении. Последовательность переключения регулируется схемой управления для достижения принципа ZVS.

Второй случай, когда достигается резонанс между непаразитными элементами схемы, требует работы с переменной частотой. Частота коммутации должна быть выше естественного резонанса цепи индуктивной нагрузки. Этим гарантируется отрицательный ток при переходе через ноль основной составляющей приложенного напряжения.

Резонансный вариант — распространенный метод достижения коммутации ZVS, но не единственный.

Мягкий метод – это общий термин на переключение ZVS, как при нулевом напряжении, так и при нулевом токе. Последний вариант обычно работает на выключение. Мягкое переключение при нулевом напряжении (ZVS) также может указывать на включение полевого МОП-транзистора с низким напряжением на стоке / истоке и не обязательно нулевым.

Иногда метод называют квазирезонансным переключением. Двумя примерами являются квазирезонансный обратный ход и коррекция коэффициента мощности (PFC), когда полевой МОП-транзистор включается в момент паразитного резонанса. Таковой следует за нулевым током индуктора. Квазирезонанс обычно включает режим критической проводимости и работу с переменной частотой.

Синхронное переключение при нулевом напряжении характерно для класса преобразователей, где полевой МОП-транзистор заменяет выпрямитель. Эти схемы, заменённые полевыми МОП-транзисторами для уменьшения прямого падения напряжения, изначально задуманы для работы с выпрямителями. Примерами являются выпрямляющие устройства:

синхронные понижающие,
синхронные повышающие,
вторичные синхронные.

Обычно этот метод не рассматривается как пример на переключение при нулевом напряжении, тем не менее, ZVS синхронного переключателя является неотъемлемой особенностью рассматриваемых топологий. Эти ZVS работают на фиксированной частоте, не нуждаются в резонансе, а полевые МОП-транзисторы проводят полностью в третьем квадранте.

ZVS – критерии на исключение любых коммутационных потерь

Независимо от практикуемого подхода, разработчикам приходится помнить о фундаментальном ограничении переключения при нулевом напряжении. Эффект ZVS снижает потери переключения только при включении. Переходные потери при выключении остаются.

Таким образом, отключение при нулевом напряжении невозможно, в принципе. Идеальный вариант — включение при нулевом напряжении, тогда как выключение при нулевом токе. Именно таким способом исключаются все коммутационные потери ZVS. Но для достижения нулевого тока в цепи при выключении уровень сложности схемы нивелирует все преимущества.

Потери при включении происходит также от энергии, накопленной ёмкостью Coss. Современные транзисторные структуры MOSFET довольно сложные, что приводит к нелинейности кривой ёмкости. По сути, не имеет смысла называть ёмкостные составляющие C_RSS или Coss отдельными значениями ёмкости.

Важны эффективные заряды и накопленная энергия ёмкостей, представленные как Q_GD, Qoss и Eoss. Если полевой МОП-транзистор жёстко переключается на частоте Fsw, накопленная энергия Eoss выходной ёмкости разряжается в канал, вызывая потерю мощности Eoss * Fsw.

Переключение при нулевом напряжении передаёт энергию Eoss либо на нагрузку, либо на вход без потерь. Однако ZVS не исключает всех потерь, связанных с энергией Eoss.

Согласно простой теории схем, если постоянный конденсатор заряжается и разряжается до определенного напряжения V, общие потери энергии составляют 1/2 CV2 (в момент зарядки) + 1/2 CV2 (в момент разрядки). Эти потери полностью зависят от накопленной энергии и не зависят от метода заряда или разряда конденсатора.

Использованием ZVS только половина разряда энергии передаётся в нагрузку и восстанавливается. Но половина потерь заряда, когда полевой МОП-транзистор выключен, по-прежнему несёт схема. На картинке ниже показаны формы сигналов напряжения для квазирезонансного обратного хода. Потери ёмкости Coss снижаются при включении, но куда большие потери энергии Eoss в цепи неизбежны, когда ёмкость Coss заряжается до напряжения выключения.

Процесс графический, демонстрирующий поведение при отключении напряжения для схемы обратноходового преобразователя: V1 – максимум напряжения в закрытом состоянии; V2 – напряжение обратного хода; V3 – максимум напряжения на заряде резонанса; V4 — V_IN

Очевидно, что составляющая потерь намного более значительна при более высоких напряжениях. Конденсатор постоянной ёмкости имеет 2000-кратное увеличение заряда Eoss на пике 500 вольт цепи обратного хода по сравнению с 12 вольтами синхронного понижающего преобразователя. Это одна из причин, затрудняющая преобразование переменного тока в постоянный ток на более высоких частотах.

Комбинации зарядов для схемы транзистора MOSFET

На картинке ниже показана схема, эквивалентная полевому транзистору МОП-структуры, содержащая ёмкостные составляющие и внутренний диод. Выходная ёмкость Coss по определению является суммой ёмкостей C_DG и C_DS. Выходная ёмкость и заряд Qoss этой ёмкости неотделимы от внутреннего диода и заряда Q_RR этого компонента.

Любая схема обратного восстановления полупроводникового диода в реале измеряет комбинированные заряды в сумме Q_RR + Qoss, как показано на графике изображённом ниже. При анализе поведения внутреннего диода транзистора MOSFET важно учитывать не только собственный заряд Q_RR диода, но также неотделимый заряд Qoss.

Электронная схема, эквивалентная полевому транзистору МОП-структуры + график для внутреннего диода: З – затвор; С – сток; И – исток; Двн – внутренний диод; БПТ – паразитный биполярный плоский транзистор

Таблица (ниже) демонстрирует характеристики различных типов полевых МОП-транзисторов и дискретных диодов сопоставимых номиналов. Как правило, по сравнению с дискретными диодами внутренние диоды MOSFET имеют гораздо более высокий заряд Q_RR и большую параллельную ёмкость.

Наличие большого заряда Qoss, включенного параллельно, делает внутренний диод похожим на выпрямитель с «мягким восстановлением». Особенно это заметно на низковольтных полевых МОП-транзисторах. Между тем, при различных номинальных напряжениях основная структура полупроводника также резко меняется.

В результате относительные величины двух зарядов сильно различаются, в зависимости от номинального напряжения устройства. Свойства полевого МОП-транзистора под напряжение 600 вольт нельзя просто экстраполировать, сравнивая с тем же свойствами транзистора под напряжение 30 В.

Характеристики некоторых полевых транзисторов MOSFET

Таблица: Характеристики полевых транзисторов MOSFET

Транзистор + даташит.pdf	Технология	V_FVD / R_DS	Заряд Qoss	Заряд Q_RR
SS15P3S	30В Шоттки	0,42В / 15А	15 nC	—
SiRA04DP	30В Тренч	2,5 мОм / 4,5В	33 nC	24 nC
UB8xT	100В Ультра	1В / 10А	2,5 nC	7 nC
SiR882ADP	100В Тренч	7,2 мОм / 10В	95 nC	54 nC
VS-15EWH06FN-M3	600В Ультра	1,2В / 15А	7,5 nC	90 nC
SiHP33N60E	600В Супер	83 мОм / 10В	220 nC	8500 nC
SiHP33N60EF	600В Супер	85 мОм / 10В	210 nC	1000 nC

Для полевых транзисторов МОП структуры, работающих в схемах ZVS, существуют более серьёзные соображения, связанные с восстановлением внутреннего диода таких устройств. Принято считать, что в любой схеме, которая достигает полного эффекта ZVS, внутренний диод обязательно должен перейти в режим проводимости.

Любой ток, разряжающий выходной конденсатор, неизменно смещает внутренний диод в прямом направлении и продолжает течь через него. Соответственно, существует снижение эффективности по причине увеличения прямого падения.

Однако такое снижение допустимо минимизировать, оптимизацией системного времени задержки. Реальная проблема заключается в том, что внутренний диод также должен восстанавливаться, когда транзистор MOSFET закрывается.

Особенности коммутации тока внутренними диодами

В зависимости от типа ZVS, внутренние диоды могут коммутировать по-разному. В синхронных схемах ток MOSFET транзистора всегда находится в 3-м квадранте от истока до стока. Любой ток от стока к истоку либо разряжает выход, либо является признаком пробоя. Последовательность передачи тока следующая:

Выходной конденсатор разряжается.
Внутренний диод включается,
Время задержки.
Полевой МОП-транзистор открыт и пропускает ток.
Полевой МОП-транзистор закрыт.
Внутренний диод пропускает ток.
Время задержки.
Дополнительный MOSFET открыт.
Внутренний диод подвергается жёсткой коммутации.

Результирующие токи показаны на схеме ниже для классического синхронного понижающего преобразователя. Входящее устройство высокого напряжения включается тремя токами, по одному на нагрузку, Q_OSS и Q_RR. В конечном итоге токи зарядки и восстановления должны снизиться, но при этом могут возникнуть усиления сигнала и скачки напряжения.

Классическая схема синхронного понижающего преобразователя, демонстрирующая эффект жёсткой коммутации внутреннего диода в режиме синхронного сброса

Усиление сигнала можно компенсировать скоростью переключения, замедляя входящий полевой МОП-транзистор. Этот вариант возможен для полевых МОП-транзисторов под напряжение 30 вольт, где заряд Q_RR составляет несколько десятков nC. Но применительно к устройствам на 600 вольт, где заряд Q_RR измеряется в µС, возникают сложности.

Компонент тока обратного восстановления I_RR довольно велик и в некоторых случаях может вызвать биполярную фиксацию, приводящую к разрушению полевого транзистора. По этой причине используется очень ограниченное количество «синхронных» схем высокого напряжения.

Классический повышающий преобразователь с коррекцией коэффициента мощности (PFC) работает в асинхронном режиме с повышающим диодом SiC, так как высоковольтный кремниевый МОП-транзистор в этой функции немыслим.

Устройство PFC на тотемной опоре представляет собой привлекательную топологию без выпрямителя. Но это в основном двухсторонняя синхронная повышающая структура, которая не может быть реализована без коммутационных устройств с малыми зарядами Q_RR и Q_OSS.

Переключение при нулевом напряжении + мягкая коммутация ZVS

Возможна мягкая коммутация внутреннего диода. Обычно это происходит в резонансных преобразователях, где ток MOSFET начинается в третьем квадранте, от истока к стоку, но меняет направление и переходит в первый квадрант к концу цикла. Мост ZVS с фазовой модуляцией является хорошим примером. Последовательность передачи тока теперь следующая:

Выходной конденсатор разряжается.
Основной диод включается.
Время задержки.
Полевой МОП-транзистор открывается и передаёт ток от истока к стоку.
Транзистор MOSFET закрыт.
Внутренний диод блокирует напряжение в отключенном состоянии.

Последовательность включения является обычной, но поведение диодов при выключении сильно зависит от топологии. Мягкая коммутация видится более благоприятной средой для схемы, так как имеет скрытый механизм отказа.

При жёсткой коммутации ZVS приложенное обратное напряжение создаёт электрическое поле, моментально высвобождающее электроны и дырки из области дрейфа. В условиях околонулевого прямого напряжения канала такого механизма нет.

КРАТКИЙ БРИФИНГ

Z-Сила — публикации материалов интересных полезных для социума. Новости технологий, исследований, экспериментов мирового масштаба. Социальная мульти-тематическая информация — СМИ .

Источник