Квазирезонансные преобразователи с высоким КПД
Описываемое устройство обеспечивает исключительно высокий КПД преобразования, допускает регулирование выходного напряжения и его стабилизацию, устойчиво работает при вариации мощности нагрузки.
Интересен и незаслуженно мало распространен этот вид преобразователей — квазирезонансный, который в значительной мере избавлен от недостатков других популярных схем.
Идея создания такого преобразователя не нова, но практическая реализация стала целесообразной сравнительно недавно, после появления мощных высоковольтных транзисторов, допускающих значительный импульсный ток коллектора при напряжении насыщения около 1,5 В.
Главная отличительная особенность и основное преимущество этого вида источника питания — высокий КПД преобразователя напряжения, достигающий 97. 98% без учета потерь на выпрямителе вторичной цепи, которые, в основном, определяет ток нагрузки.
От обычного импульсного преобразователя, у которого к моменту закрывания переключательных транзисторов ток, протекающий через них, максимален, квазирезонансный отличается тем, что к моменту закрывания транзисторов их коллекторный ток близок к нулю.
Причем уменьшение тока к моменту закрывания обеспечивают реактивные элементы устройства. От резонансного он отличается тем, что частота преобразования не определяется резонансной частотой коллекторной нагрузки.
Благодаря этому можно регулировать выходное напряжение изменением частоты преобразования и реализовывать стабилизацию этого напряжения.
Поскольку к моменту закрывания транзистора реактивные элементы снижают до минимума ток коллектора, базовый ток также будет минимальным и, следовательно, время закрывания транзистора уменьшается до значения времени его открывания.
Таким образом, полностью снимается проблема сквозного тока, возникающего при переключении.
Принципиальная схема
На рис. 1 показана принципиальная схема автогенераторного нестабилизированного блока питания.
Основные технические характеристики:
- Общий КПД блока, %. 92;
- Напряжение на выходе, В, при сопротивлении нагрузки 8 Ом . 18;
- Рабочая частота преобразователя, кГц. 20;
- Максимальная выходная мощность, Вт. 55;
Основная доля потерь мощности в блоке падает на нагревание’ выпрямительных диодов вторичной цепи, а КПД самого преобразователя таков, что нет необходимости в теплоотводах для транзисторов. Мощность потерь на каждом из них не превышает 0,4 Вт.
Специального отбора транзисторов по каким-либо параметрам также не требуется. При замыкании выхода или превышении максимальной выходной мощности генерация срывается, защищая транзисторы от перегревания и пробоя.
Рис. 1. Принципиальная схема квазисенсорного автогенераторного нестабилизированного блока питания.
Фильтр, состоящий из конденсаторов С1. С3 и дросселя L1, L2, предназначен для защиты питающей сети от высокочастотных помех со стороны преобразователя.
Запуск автогенератора обеспечивает цепь R4, С6 и конденсатор С5. Генерация колебаний происходит в результате действия положительной ОС через трансформатор Т1, а частоту их определяют индуктивность первичной обмотки этого трансформатора и сопротивление резистора R3 (при увеличении сопротивления частота увеличивается).
Обмотка IV трансформатора Т1 предназначена для пропорционально-токового управления транзисторами. Легко видеть, что мощный разделительный трансформатор Т2 и цепи управления переключательными транзисторами (трансформатор Т1) разделены, что позволяет значительно ослабить влияние паразитной емкости и индуктивности трансформатора Т2 на формирование базового тока транзисторов.
Диоды VD5 и VD6 ограничивают напряжение на конденсаторе С7 в момент запуска преобразователя, пока конденсатор С8 заряжается до рабочего напряжения.
Дроссели L1, L2 и трансформатор Т1 наматывают на одинаковых кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ.
Обмотки дросселя выполняют одновременно, «в два провода», проводом ПЭЛШО-0,25; число витков — 20. Обмотка I трансформатора TI содержит 200 витков провода ПЭВ-2-0,1, намотанных внавал, равномерно по всему кольцу.
Обмотки II и III намотаны «в два провода» — 4 витка провода ПЭЛШО-0,25; обмотка IV представляет собой виток такого же провода.
Для трансформатора Т2 использован кольцевой магнитопровод К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка I содержит 130 витков провода ПЭЛШО-0,25, уложенных виток к витку. Обмотки II и III — по 25 витков провода ПЭЛШО-0,56; намотка — «в два провода», равномерно по кольцу.
Дроссель L3 содержит 20 витков провода ПЭЛШО-0,25, намотанных на двух, сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Диоды VD7, VD8 необходимо установить на теплоотводы площадью рассеяния не менее 2 см2 каждый.
Описанное устройство было разработано для использования совместно с аналоговыми стабилизаторами на различные значения напряжения, поэтому потребности в глубоком подавлении пульсаций на выходе блока не возникало.
Пульсации можно уменьшить до необходимого уровня, воспользовавшись обычными в таких случаях LC-фильтрами, как, например, в другом варианте этого преобразователя.
Схема второго варианта преобразователя напряжения
- Номинальное выходное напряжение, В. 5,
- Максимальный выходной ток, А. 2;
- Максимальная амплитуда пульсации, мВ. 50;
- Изменение выходного напряжения, мВ, не более, при изменении тока нагрузки от 0,5 до 2 А и напряжения сети от 190 до 250 В. 150;
- Максимальная частота преобразования, кГц. 20.
Схема стабилизированного блока питания на основе квазирезо-нансного преобразователя представлена на рис. 2.
Рис. 2. Принципиальная схема сетевого квазисенсорного блока питания.
Выходное напряжение стабилизируется соответствующим изменением рабочей частоты преобразователя. Как и в предыдущем блоке, мощные транзисторы VT1 и VT2 в теплоотводах не нуждаются.
Симметричное управление этими транзисторами реализовано с помощью отдельного задающего генератора импульсов, собранного на микросхеме DD1. Триггер DD1.1 работает в собственно генераторе.
Импульсы имеют постоянную длительность, заданную цепью R7, С12. Период же изменяется цепью ОС, в которую входит оптрон U1, так что напряжение на выходе блока поддерживается постоянным.
Минимальный период задает цепь R8, С13. Триггер DD1.2 делит частоту следования этих импульсов на два, и напряжение формы «меандр» подается с прямого выхода на транзисторный усилитель тока VT4, VT5.
Далее усиленные по току управляющие импульсы дифференцирует цепь R2, С7, а затем, уже укороченные до длительности примерно 1 мкс, они поступают через трансформатор Т1 в базовую цепь транзисторов VT1, VT2 преобразователя. Эти короткие импульсы служат лишь для переключения транзисторов — закрывания одного из них и открывания другого.
Базовый ток открытого управляющим импульсом транзистора поддерживает действие положительной ОС по току через обмотку IV трансформатора Т1.
Резистор R2 служит также для демпфирования паразитных колебаний, возникающих в момент закрывания выпрямительных диодов вторичной цепи, в контуре, образованном межвитковой емкостью первичной обмотки трансформатора Т1, дросселем L3 и конденсатором С8.
Эти паразитные колебания могут вызывать неуправляемое переключение транзисторов VT1, VT2. Описанный вариант управления преобразователем позволяет сохранить пропорционально-токовое управление транзисторами и, в то же время, регулировать частоту их переключения с целью стабилизации выходного напряжения.
Кроме того, основная мощность от генератора возбуждения потребляется только в моменты переключения мощных транзисторов, поэтому средний ток, потребляемый им, мал и не превышает 3 мА с учетом тока стабилитрона VD5. Это и позволяет питать его прямо от первичной сети через гасящий резистор R1.
Транзистор VT3 является усилителем напряжения сигнала управления, как в компенсационном стабилизаторе. Коэффициент стабилизации выходного напряжения блока прямо пропорционален статическому коэффициенту передачи тока этого транзистора.
Применение транзисторного оптрона U1 обеспечивает надежную гальваническую развязку вторичной цепи от сети и высокую помехозащищенность по входу управления задающего генератора. После очередного переключения транзисторов VT1, VT2 начинает подзаряжаться конденсатор С10 и напряжение на базе транзистора VT3 начинает увеличиваться, коллекторный ток тоже увеличивается.
В результате открывается транзистор оптрона, поддерживая в разряженном состоянии конденсатор С13 задающего генератора. После закрывания выпрямительных диодов VD8, VD9 конденсатор C10 начинает разряжаться на нагрузку и напряжение на нем падает.
Транзистор VT3 закрывается, в результате чего начинается зарядка конденсатора С13 через резистор R8. Как только конденсатор зарядится до напряжения переключения триггера DD1.1, на его прямом выходе установится высокий уровень напряжения. В этот момент происходит очередное переключение транзисторов VT1, VT2, а также разрядка конденсатора СИ через открывшийся транзистор оптрона.
Начинается очередной процесс подзарядки конденсатора C10, а триггер DD1.1 через 3. 4 мкс снова вернется в нулевое состояние благодаря малой постоянной времени цепи R7, С12, после чего весь цикл управления повторяется, независимо от того, какой из транзисторов — VT1 или VT2 — открыт в текущий полу период.
При включении источника, в начальный момент, когда конденсатор C10 полностью разряжен, тока через светодиод оптрона нет, частота генерации максимальна и определена в основном постоянной времени цепи R8, С13 (постоянная времени цепи R7, С12 в несколько раз меньше).
При указанных на схеме номиналах этих элементов эта частота будет около 40 кГц, а после ее деления триггером DD1.2 — 20 кГц. После зарядки конденсатора С10 до рабочего напряжения в работу вступает стабилизирующая петля ОС на элементах VD10, VT3, U1, после чего и частота преобразования уже будет зависеть от входного напряжения и тока нагрузки. Колебания напряжения на конденсаторе C10 сглаживает фильтр L4, С9. Дроссели LI, L2 и L3 — такие же, как в предыдущем блоке.
Трансформатор Т1 выполнен на двух сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12x8x3 из феррита 2000НМ. Первичная обмотка намотана внавал равномерно по всему кольцу и содержит 320 витков провода ПЭВ-2-0,08.
Обмотки II и III содержат по 40 витков провода ПЭЛШО-0,15; их наматывают «в два провода». Обмотка IV состоит из 8 витков провода ПЭЛШО-0,25.
Трансформатор Т2 выполнен на кольцевом магнитопроводе К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка I — 120 витков провода ПЭЛШО-0,15, а II и III — по 6 витков провода ПЭЛШО-0,56, намотанных «в два провода».
Вместо провода ПЭЛШО можно использовать провод ПЭВ-2 соответствующего диаметра, но при этом между обмотками необходимо прокладывать два-три слоя лакоткани.
Дроссель L4 содержит 25 витков провода ПЭВ-2-0,56, намотанных на кольцевой магнитопровод К12х6х4,5 из феррита 100НН1.
Подойдет также любой готовый дроссель индуктивностью 30. 60 мкГн на ток насыщения не менее 3 А и рабочую частоту 20 кГц. Все постоянные резисторы — MЛT.
Резистор R4 — подстроенный, любого типа. Конденсаторы С1. С4, С8 — К73-17, С5, С6, С9, С10 — К50-24, остальные — КМ-6. Стабилитрон КС212К можно заменить на КС212Ж или КС512А.
Диоды VD8, VD9 необходимо установить на радиаторы площадью рассеяния не менее 20 см2 каждый. КПД обоих блоков можно повысить, если вместо диодов КД213А использовать диоды Шоттки, например, любые из серии КД2997. В этом случае теплоотводы для диодов не потребуются.
Источник
Квазирезонансные преобразователи с дозированной передачей энергии
В силу своих свойств квазирезонансные преобразователи с дозированной передачей энергии (КПДПЭ) занимают особое место среди устройств силовой электроники. Их особенность состоит в наличии дозирующего конденсатора, включенного последовательно в цепь источника питания и нагрузки на этапе передачи энергии. Достоинством таких преобразователей является ограничение энергии на периоде модуляции, что определяет их надежную работу на высоко динамичную нагрузку, изменяющуюся в широких пределах, вплоть до короткого замыкания. Благодаря мягкой коммутации снижены коммутационные потери в силовых ключах и уменьшен уровень помехоэмиссии.
Преобразователи нашли удачное применение для регулирования выходных параметров в устройствах заряда емкостных накопителей, сварочных и плазменных аппаратов, технологических лазеров, устройств питания источников света [1–5, 7].
Известны фундаментальные работы [1, 2], в которых рассмотрены принципы построения и характеристики КПДПЭ на однооперационных тиристорах. Использование полностью управляемых ключей позволяет повысить их быстродействие и расширить область применения преобразователей.
Теория КПДПЭ на полностью управляемых ключах, питающих активную линейную и нелинейную нагрузку переменным током повышенной частоты, рассмотрена в [3]. Настоящая статья посвящена принципам построения, работы и статическим характеристикам КПДПЭ с выходом на постоянном токе.
Итак, общим для рассматриваемых преобразователей является наличие резонансного (дозирующего) конденсатора, уровень напряжения на котором ограничен с помощью фиксирующих диодов. На этапе потребления энергии от источника питания последовательно с конденсатором включен резонансный реактор. По достижении напряжением на конденсаторе напряжения питания или нулевого значения на этапе его разряда включается один из фиксирующих диодов. Резонансная цепь распадается, и конденсатор исключается из цепи протекания тока.
В зависимости от места включения резонансного реактора преобразователи можно разделить на три группы:
- преобразователи с резонансным реактором в цепи постоянного тока;
- преобразователи с резонансным реактором в цепи переменного тока;
- преобразователи с двумя резонансными реакторами, один из которых в цепи переменного тока, а другой в цепи постоянного тока.
Схемная реализация, принцип работы и характеристики некоторых преобразователей первой группы на полностью управляемых ключах совпадают с известными схемами на тиристорах [1]. Добавленное свойство — повышенная частота коммутации и, соответственно, быстродействие.
Типовые схемы преобразователей первой группы и временные диаграммы токов и напряжений, поясняющие их работу, представлены соответственно на рис. 1 и 2.
Рис. 1. КПДПЭ с резонансным реактором в цепи постоянного тока
В преобразователях (рис. 1а, б) транзисторы VT1, VT2 включаются поочередно, но отпирающие импульсы разнесены по времени, что позволяет избежать одномоментной проводимости силовых управляемых ключей. Включение одного транзистора обеспечивает заряд дозирующего конденсатора С1, а другого — разряд. Фиксирующие диоды VD1, VD2 отключают дозирующий конденсатор при достижении напряжением на нем пороговых значений и создают цепь для протекания тока резонансного реактора. Транзисторы выключаются при нулевом напряжении на них, которое устанавливается по окончании процесса перезаряда дозирующего конденсатора, и нулевом токе. Среднее значение тока через транзистор не превышает половины тока нагрузки. Максимальное напряжение на транзисторах равно напряжению питания V.
Преобразователи (рис. 1а, б) имеют относительно низкий коэффициент использования напряжения источника питания. Максимальное напряжение на выходе преобразователей не превышает половины напряжения питания (kV = VHmax / V = 0,5), что становится определенным недостатком таких схем.
Преобразователь (рис. 1в) является аналогом известной схемы на тиристорном мосте с дозирующим конденсатором в диагонали переменного тока [1]. Однако алгоритм его работы существенным образом отличается от прототипа (рис. 2б). Транзисторы VT1, VT2 включаются одновременно в момент t0, когда напряжение на дозирующем конденсаторе С1, заряд которого осуществлялся через диоды VD1, VD2, достигло напряжения питания. Выключение транзисторов производится в момент достижения напряжения на дозирующем конденсаторе нулевого значения (момент t1), то есть их запирание происходит при нулевом напряжении на них. Далее конденсатор С1 заряжается через диоды VD1, VD2. При достижении в момент t2 напряжения питания на С1 открывается диод VD3, замыкая на себя ток резонансного реактора. В отличие от схем (рис. 1а, б) система управления преобразователя (рис. 1в) должна быть снабжена датчиком контроля нуля напряжения на дозирующем конденсаторе. Положительным свойством преобразователя является высокий коэффициент использования источника питания.
Рис. 2. Временные диаграммы напряжений и токов:
а) в преобразователях рис. 1а, б;
б) в преобразователе рис.1в
В преобразователях первой группы возможны режимы непрерывного, граничного и прерывистого тока реактора. С точки зрения минимальных потерь в силовых ключах на этапе включения целесообразно работать в режимах граничного и прерывного тока. Поэтому при работе на динамичную нагрузку, допускающую режимы токовых перегрузок и коротких замыканий, следует использовать быстродействующую систему контроля тока, например релейную однопозиционную.
Для преобразователей первой группы, если не учитывать внутренние потери энергии, справедлива известная фундаментальная формула, согласно которой мощность, передаваемая нагрузке, равна мощности, отбираемой от источника питания на этапе заряда дозирующего конденсатора:
где коэффициент k зависит от схемы преобразователя (k = 1 для рис. 1а, б и k = 2 для рис. 1в).
Нормализованные вольт-амперные характеристики (ВАХ) преобразователей первой группы согласно (1) имеют вид, представленный на рис. 3. Регулирование осуществляется изменением частоты. При постоянстве частоты преобразователь имеет характеристики стабилизатора мощности в нагрузке.
Рис. 3. ВАХ преобразователей рис. 1
Преобразователи второй группы (рис. 4) строятся на базе последовательного резонансного инвертора [4, 5]. Поэтому их свойства и характеристики несколько отличаются от КПДПЭ первой группы. В преобразователях второй группы в течение периода модуляции имеются этапы возврата энергии источнику питания, что существенно влияет на их характеристики. Повышается уровень защиты от режимов короткого замыкания нагрузки независимо от наличия электронных средств управления и защиты.
Рис. 4. КПДПЭ с резонансным реактором в цепи переменного тока
Преобразователи могут выполняться как с согласующим трансформатором (рис. 4а, б), так и без него (рис. 4в, г). Для преобразователей второй группы в общем виде действует формула, учитывающая этап частичного возврата энергии, накопленной в резонансном реакторе:
Следует отметить, что эта зависимость (2) справедлива для так называемого основного режима, когда в процессе работы резонансный конденсатор перезаряжается до предельных значений, определяемых включением фиксирующих диодов. В «вырожденном» режиме это условие не выполняется, и преобразователь работает как резонансный.
Формула (2) указывает на то, что ток нагрузки в преобразователе второй группы ограничен в отличие от преобразователя первой группы, где ток согласно формуле (1) стремится к бесконечности при нулевом напряжении нагрузки.
Временные диаграммы работы наиболее популярного преобразователя (рис. 4а) [4, 5] приведены на рис. 5а. На рис. 6 даны эквивалентные расчетные схемы для возможных временных интервалов его работы, независимо от выполнения схемы выпрямления на вторичной стороне.
Рис. 5. Временные диаграммы токов и напряжений преобразователей:
а) рис. 4а;
б) рис. 4в
Рис. 6. Эквивалентные расчетные схемы преобразователя рис. 4а:
а) интервал t0–t1 — возврат энергии в источник питания;
б) интервал t1– t2 — потребление энергии от источника питания;
в) интервал t2– t3 — передача энергии от реактора в нагрузку
В таблице приведены аналитические зависимости, характеризующие работу преобразователя (рис. 4а). Формулы получены без учета тока намагничивания трансформатора. Резонансную индуктивность образует индуктивность рассеяния трансформатора L = LS1 + LS2 * , где LS2 * = n 2 LS2 — индуктивность рассеяния вторичной обмотки, приведенная к первичной стороне; LS1 — индуктивность рассеяния первичной обмотки; n = w1/w2 — коэффициент трансформации. При расчетах напряжение на нагрузке полагалось идеально сглаженным. В расчетных эквивалентных схемах нагрузка представлена как источник напряжения Vн, которое равно напряжению на нагрузке, приведенному к первичной стороне для трансформаторных схем, и напряжению на конденсаторах С2, С3 для преобразователей (рис. 4в, г). Ток Iн в таблице равен среднему значению тока резонансного реактора.
