Потеря напряжения в выпрямителях

АКТИВНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ НА MOSFET-ТРАНЗИСТОРАХ. В 25 РАЗ МЕНЬШЕ ПОТЕРЬ

Простые кремниевые диоды в качестве выпрямительных просты и недороги, но падение прямого напряжения на них приводит к потерям мощности в среднем от 0,7 до 1 Вт на один ампер протекающего через них тока.

Даже у популярных выпрямительных диодов Шоттки потери лишь вдвое ниже и составляют от 0,4 до 0,5 Вт на ампер. Добавим, что приведенные цифры относятся к одному диоду, а поскольку большинство выпрямителей строится, по мостовой схеме, то потери удваиваются ввиду протекания тока через два соединенных последовательно диода.

Для схемных решений, где потери мощности в выпрямителе являются важным фактором, можно рекомендовать воспользоваться схемой активного выпрямителя (рис. ниже), в которой потери снижены благодаря ис­пользованию мощных полевых транзисторов.

Транзисторы VT1 и VT2 , открываются до режима насыщения компараторами на ОУ DA1.1, DA1.2 синхронно с соответствующими полупериодами сетевого напряжения. Компараторы непрерывно сравнивают на­пряжение на выходе выпрямителя (истоки транзисторов) и парафазных его входах (стоки транзисторов, подключенные к противоположным концам АС1 и АС2 вторичной обмотки сетевого трансформатора; средняя точка обмотки подключена к клемме АСЗ ) и вырабатывают управляющие напряжения, обеспечивающие быстрое переключение VT1 , VT2 из режима отсечки в режим насыщения и наоборот.

Таким образом, транзисторы работают в чисто ключевом режиме с минимальными потерями мощности. Подстроечные резисторы R1 и R8 позволяют оптимизировать зону переключения таким образом, чтобы исключить пересечение во времени открытого состояния обоих ключевых транзисторов и тем самым предотвратить даже короткие импульсы сквозного тока.

При токе нагрузки 5 А и входном напряжении 15 В мощность потерь на транзисторах составляет около 200 мВт , что в 25 раз меньше, чем у обычных диодов и в 10 раз меньше, чем у диодов Шоттки .

Возможный вариант печатной платы для схемы активного выпрямителя приведен на рисунке внизу.

Источник

Выпрямитель, что может быть проще? Часть первая, описательно теоретическая.

Выпрямитель. Казалось бы, что может быть проще? Основные схемы выпрямителей (без умножения напряжения) известны давно и во всех подробностях.

Схемы выпрямления могут использоваться не только с трансформатором, но и без трансформатора (кроме схемы со средней точкой).

Данная статья носит по большей части описательный и теоретический характер . И рассчитана на начинающих любителей электроники и тех, кто не имеет профильного образования, но хочет получше узнать о процессах происходящих в выпрямителе при различных условиях работы . Профессионалам и студентам радиотехнических и электротехнических специальностей ВУЗов она будет не интересна . Практические методики расчета выпрямителей я приведу в следующей статье , которая будет сугубо практической.

Сначала рассмотрим, как эти схемы выпрямителей работают на активную нагрузку. Рассмотрение будет довльно кратким, так это, действительно хорошо известно. Затем рассмотрю работу выпрямителя (мостовую схему) на активно-индуктивную и активно-емкостную нагрузки. Это соответствует двум способам сглаживания, уменьшения пульсаций, выпрямленного напряжения. Не обойду стороной и влияние сопротивления источника на работу выпрямителя.

Но сначала напомню пару общих моментов. Коэффициент пульсаций Кп на выходе выпрямителя определяется как отношение амплитуда первой (основной) гармоники U1 к постоянной составляющей выпрямленного напряжения

Постоянная составляющая U0 выпрямленного напряжения представляет собой среднее значение выпрямленного напряжения за период Т

Все временные диаграммы в статье, для упрощения, получены на симуляторе TINA версии 9.3.200.277 SF-TI, а не сняты осциллографом с реальных схем.

Однополупериодный выпрямитель

В течении положительной полуволны входного переменного напряжения диод открыт и напряжение на нагрузке равно по величине входному напряжению, за вычетом падения напряжения на диоде, и совпадает с ним по форме. В течении обратной полуволны диод закрыт и напряжение на нагрузке можно считать нулевым.

На этой иллюстрации входное напряжение показано фиолетовом цветом, его амплитуда 10 В, а частота 50 Гц. Выпрямленное напряжение показано синим цветом. Хорошо видно, что амплитуда выпрямленного напряжения меньше, чем входного. Однако, здесь не видно одной тонкости. Диод открыт только когда к нему приложено достаточное напряжение (разное для Si и Ge). Я увеличил этот момент, что бы было видно. Линейный участок на графике выпрямленного напряжения, при приближении к нулевому уровню, не ошибка моделирования. Он отражает процесс, в данном случае, закрывания диода.

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения, без учета падения напряжения на диоде

Обратите внимание, здесь Uвх это амплитудное напряжение, а не действующее . Интегрирование выполняется на интервале 0-π, так как выходное напряжение отлично от 0 только в течении половины периода.

Коэффициент пульсаций Kп=1.57 . Вывод амплитуды первой гармоники выпрямленного напряжения я оставлю за скобками, так как это уже упражнение в математике и к теме статьи отношения не имеет.

Обратите внимание, что к диоду в закрытом состоянии прикладывается полное амплитудное напряжение. Например, для привычного действующего напряжения 220 В бытовой сети переменного тока амплитудное составит 310 В.

Кроме больших пульсаций выпрямленного напряжения однополупериодная схема обладает еще одним недостатком — она создает подмагничивание сердечника трансформатора (если он используется) постоянным током, так как ток в обмотке протекает только в одном направлении. И это надо учитывать при расчете трансформатора.

Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой

Фактически, является объединением двух однополупериодных выпрямителей, входной сигнал которых сдвинут на половину периода за счет использования вторичной обмотки трансформатора с отводом от средней точки. Диоды в этой схеме открываются поочередно, каждый в свою половину периода.

Параметры входного напряжения и цвета кривых точно такие же, как и для однополупериодного выпрямителя. Хорошо видно, частота пульсаций выпрямленного напряжения равна удвоенной частоте выходного переменного напряжения. Видно, что амплитуда выпрямленного напряжения меньше амплитуды входного из-за падения напряжения на диодах, как и для однополупериодного выпрямителя. Я не буду приводить увеличенного участка диаграммы, что бы показать моменты открывания и закрывания диодов. Тут все в точности, как и в однополупериодном выпрямителе.

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения для двухполупериодной схемы, без учета падения напряжения на диодах.

Обратите внимание, здесь Uвх это амплитудное напряжение каждой из половин вторичной обмотки трансформатора . Интегрирование выполняется на интервале 0-π, так как каждый из диодов открыт только половину периода. Коэффициент пульсаций Кп=0.67 .

Двухполупериодная схема обеспечивает в два раза меньшие пульсации выпрямленного напряжения и исключает подмагничивание сердечника трансформатора постоянным током, но имеет два существенных недостатка. Во первых, в два раза увеличиваются затраты на изготовление вторичной обмотки, да и места она занимает в два раза больше. Во вторых, к закрытому диоду приложено удвоенное амплитудное напряжение.

Мостовой двухполупериодный выпрямитель

Очень популярная схема выпрямителя. Входное переменное напряжение подается в одну диагональ моста, а выпрямленное снимается с другой

Временная диаграмма работы мостового выпрямителя похожа на диаграмму для двухполупериодного со средней точкой. Но в мостовой схеме ток нагрузки протекает через два диода, поэтому амплитуда выпрямленного напряжения меньше. И это хорошо видно на иллюстрации.

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения, без учета падения напряжения на диодах, такая же, как для схемы со средней точкой

Обратите внимание, здесь Uвх это амплитудное напряжение каждой из половин вторичной обмотки трансформатора . Коэффициент пульсаций Кп=0.67 .

К закрытым диодам в мостовой схеме приложено полное амплитудное напряжение. Мостовая схема не подмагничивает сердечник трансформатора (если он используется) постоянным током и не требует дополнительных затрат на вторичную обмотку. Но в ней используется в два раза больше диодов, чем в схеме со средней точкой. И потери на диодах в два раза больше.

Работа выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку

Работа выпрямителя на активную нагрузку встречается не часто. Давайте сначала посмотрим, что изменится, если нагрузка активно-индуктивная. Например, обмотка реле, или последовательно с активной нагрузкой включен сглаживающий дроссель. Для краткости я буду рассматривать лишь мостовую схему.

Сначала приведу временные диаграммы для напряжений

Здесь коричневым цветом показано напряжение на активной составляющей нагрузки, Rн, а синим напряжение на выходе выпрямителя, то есть, на последовательно включенных Lн и Rн.

Здесь зеленым цветом показан ток в нагрузке (Lн+Rн). А красным ток во вторичной обмотке трансформатора, то есть, входной ток выпрямителя с нагрузкой. Там, где красная линия пропадает, она совпадает с зеленой. На значения токов можно не обращать внимания, но если кому то интересно, то для моделирования выбрано сопротивление нагрузки 10 Ом и индуктивность 20 мГн.

Интересная картина, правда? Почему же так получилось? Во время положительного полупериода входного напряжения открыты диоды VD1 и VD4, а диоды VD2 и VD3 закрыты. Когда полярность входного напряжения меняется диоды VD1 и VD4 закрываются, а VD2 и VD3 открываются. Но при этом ток в нагрузке сохраняет прежнее направление.

Если нагрузка активная, то ток в ней повторяет по форме напряжение, а ток вторичной обмотки, входной ток выпрямителя, имеет синусоидальную форму.

Однако, наличие индуктивности препятствует изменению тока и ток нагрузки будет отставать от напряжения. Кроме того, пульсации тока будут сглаживаться, что видно на графике токов (зеленая линия). Если реактивное сопротивление индуктивности большое, примерно XL=ωпLн>10Rн (ωп частота пульсаций), ток нагрузки можно считать постоянным (пульсации отсутствуют), а следовательно и напряжение на активной составляющей нагрузки постоянно. При этом ток через диоды и ток вторичной обмотки трансформатора принимают практически прямоугольную форму.

При активно-индуктивной нагрузке длительность проводящего состояния диодов равна длительности полупериода входного переменного напряжения.

Если принять потери в индуктивности нулевыми, ток нагрузки идеально сглаженным, то напряжение на активном сопротивлении нагрузки будет равно постоянной составляющей выпрямленного напряжения для двухполупериодной схемы выпрямителя. При этом к закрытым диодам прикладывается полное амплитудное входное напряжение, как и в обычной мостовой схеме.

Таким образом, индуктивность в цепи нагрузки выпрямителя можно использовать для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения. Однако, форма входного тока в таком случае не будет синусоидальной.

Работа выпрямителя на активно-емкостную нагрузку

Это гораздо более часто встречающийся случай. Почти всегда пульсации выпрямленного напряжения сглаживаются подключенным параллельно нагрузке конденсатором

Источник

Основные потери внутри импульсного источника питания с ШИМ

Для того чтобы увеличить КПД импульсного источника питания, необходимо идентифицировать и приблизительно измерить различные потери. Потери внутри импульсного источника питания можно грубо разбить на три категории: потери переключений, потери на электропроводность, статические и резистивные потери. Эти потери обычно возникают в комбинации друг с другом внутри «дырявых» компонентов, а обрабатываются раздельно.

В табл.3.3 раздела 3.4 были даны некоторые характеристики мест возникновения и значений потерь. Перечисленные в этой таблице потери имеют отношение к базовым импульсным источникам питания с ШИМ без приложения каких-либо усилий для того, чтобы увеличить их КПД. Следовательно, указанные значения КПД можно рассматривать как базовые для конкретной топологии. Области, в которых возникают основные потери, можно обнаружить в узлах переменного тока внутри секции питания. В одном или нескольких узлах, в зависимости от того, используется или нет изолирующий трансформатор, можно обнаружить переходные процессы при переключении и состояния проводимости ключе и выпрямителей. Наиболее информативным узлом переменного тока является сток или коллектор ключа. Вторым наиболее важным узлом переменного тока является анод выходного выпрямителя. Эти узлы будут в центре нашего внимания при работе по увеличению КПД импульсных источников питания.

Потери, связанные с ключом

Ключ является одним из двух наиболее значительных источников потерь внутри типичного импульсного источника питания. Потери можно разбить, в основном, на две категории: потери на электропроводность (conduction losses) и потери переключений (switching losses). Потери первого типа возникают, когда ключ находится в замкнутом состоянии после стабилизации колебаний управления и переключения. Потери переключения происходят, когда ключ переходит в новое рабочее состояние. Колебания управления и переключения возникают в переходном состоянии. Эти периоды и их типичные формы волны показаны на рис. 4.1.

Потери на электропроводность (t₂) вычисляются как произведение напряжения на контактах ключа и протекающего через него тока. Эти сигналы обычно практически линейны, и потери мощности в этот период можно вычислить по формуле:

Для управления этими потерями обычно пытаются минимизировать падение напряжения на ключе в период времени его замыкания. Для этого проектировщик должен ввести ключ в состояние насыщения. Такие состояния представлены формулами (4.2). Они идентифицируются перевозбуждением базы или затвора таким образом, что ток через коллектор или стока управляются внешними элементами, а не самим ключом.

Потери переключения во время переходных процессов ключа более сложны как по своей природе, так и по своему вкладу. Колебания, демонстрирующие потери, можно увидеть только с помощью осциллографа с зондом напряжения, подключенным к контактам стока и истока (коллектора и эмиттера) и токовым зондом, замеряющим ток через сток (коллектор). Метод определения величины потерь в период всех переходных процессов при переключении должен быть тщательно исследован с помощью зондов с экранированными кабелями и короткими соединительными проводами. Это связано с тем, что неэкранированные провода воспринимают помехи, излучаемые другими частями источника питания, и, таким образом, неточно представляют форму волны. После получения четких сигналов можно аппроксимировать площади под обеими кривыми как сумму элементарных площадей простых треугольников или прямоугольников. Например, потери на замыкание на рис. 4.1 можно записать в виде следующей формулы:

Этот результат (в ваттах) справедлив только для периода переходных процессов при замыкании ключа. Для получения общих потерь внутри ключа к результату формулы (4.3) следует добавить потери на размыкание ключа и потери ан электропроводность.

Потери, связанные с выходным выпрямителем

Потери на выходном выпрямителе составляют от 40 до 65% общих потерь внутри типичного импульсного источника питания с асинхронным выпрямлением. По этой причине содержание данного подраздела очень важно. Формы волны, имеющие отношение к выходному выпрямителю, представлены на рис. 4.2.

Рис. 4.2. Потери на выпрямителе

Потери на выпрямителе опять-таки можно разбить на три периода: потери на включение, потери на электропроводность и потери на выключение.

Потери на электропроводность происходят, когда колебания напряжения и тока стабилизируются, и выпрямитель находится в состоянии проводимости. Эти потери контролируются путем выбора выпрямителя с самым низким падением прямого напряжения для заданного рабочего тока. Диоды с р-п-переходом имеют более плоскую вольтамперную характеристику в прямом направлении, но характеризуются довольно большим падением напряжения (0,7-1,1 В). У диодов Шотки более низкое напряжение «излома» (0,3-0,6 В), но у них более резистивная вольтамперная характеристика. Это означает, что, по сравнению с p-n-диодами, прямое напряжение при больших токах возрастает более существенно. Количество потерь можно вычислить таким же способом, какой продемонстрирован в формуле (4.3), разбив участки переходных процессов на элементарные прямоугольные и треугольные области, которые затем используются для подсчета потерь в этот период.

Анализ потерь переключения выходного выпрямителя значительно более сложен. Внутреннее поведение самого выпрямителя является источником проблем внутри локальных цепей.

В момент включения переходные процессы контролируются характеристикой прямого восстановления выбранного выпрямителя. Время прямого восстановления (^йт) — это время, требуемое диоду, чтобы начать проводить прямой ток после подачи на его выводы прямого напряжения. Для p-n-диодов с накоплением заряда это время может составлять от 5 до 15 не. Выпрямители на диодах Шотки могут иногда давать более длительную характеристику прямого восстановления из-за высоких емкостей их внутреннего перехода. Хотя эти потери и незначительны, они могут создавать другие проблемы внутри источника питания. В период прямого восстановления индуктор или трансформатор имеют незначительный импеданс нагрузки, поскольку ключ разомкнут, и цепь выпрямителя продолжает оставаться разомкнутой. Это позволяет любой сохраненной энергии создавать «звон» в форме волны до тех пор, пока выпрямитель, наконец, не начнет проводить прямой ток и не зафиксирует электрический сигнал.

Во время переходных процессов выключения поведение выпрямителя определяется характеристикой обратного восстановления. Для p-n-диодов она обусловлена носителями, перехваченными внутри р-п-перехода, когда к контактам диода прикладывается обратное напряжение. Эти носители, имеющие ограниченную подвижность, должны изменить направление и покинуть р-п-переход с той стороны, с которой они первоначально поступили. Это выглядит так, как будто после подачи обратного напряжения через диод протекает обратный ток. Связанные с этим потери могут быть значительными, поскольку обратное напряжение может быстро подняться до очень высоких уровней прежде, чем заряд полностью уйдет из области р-п-перехода. Обратный ток может быть также отражен через любой силовой трансформатор и добавлен к потерям внутри ключа во время переходного процесса замыкания. Он может выглядеть как всплеск тока в период замыкания ключа (см. рис. 4.1).

Явление, подобное обратному восстановлению, может также возникать в выпрямителях на высоковольтных диодах Шотки. Это обусловлено не носителями, а высокой емкостью р-п-перехода, характерной для этого типа диодов Шотки. Высоковольтные диоды Шотки относятся к диодам с обратным напряжением пробоя свыше 60 В.

Потери, связанные с конденсаторами фильтров

Конденсаторы входного и выходного фильтров не являются значительными источниками потерь в импульсном источнике питания, хотя и могут существенно влиять на его эксплуатационную долговечность. Некорректно выбранные входные конденсаторы могут привести к тому, что источник питания будет вести себя так, как будто его КПД ниже реального значения.

Каждый из конденсатор имеет небольшое последовательное сопротивление и индуктивность, зависящее от емкости конденсатора. Эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) и эквивалентная последовательная индуктивность (ESL) являются паразитными элементами, обусловленными конструкцией конденсатора. Оба этих элемента стремятся изолировать внутреннюю емкость конденсатора от сигнала на его контактах. Следовательно, конденсатор будет иметь лучшие характеристики по постоянному току, но хуже работать на частоте переключения источника питания.

Входные и выходные конденсаторы являются только источниками (или приемниками) высокочастотных токов, создаваемых ключом или выходным выпрямителем. Так, изучив форму волны этих токов, можно точно определить силу токов, протекающих через ESR таких конденсаторов, что неизбежно приводит к внутреннему нагреванию. Главная задача при проектировании конденсаторов фильтров заключается в обеспечении поддержания внутреннего нагревания конденсатора на достаточно низком уровне, который гарантировал бы заданную долговечность источника питания.

Вычисление действительных потерь мощности, создаваемых ESR конденсатора, выполняют по формуле:

Здесь проблемы вызывает не только резистивная часть модели конденсатора. Если печатная плата скомпонована асимметрично между параллельно включенными конденсаторами, то индуктивность дорожек приведет к несбалансированному нагреванию конденсаторов и уменьшит долговечность самого горячего конденсатора.

Статические потери связаны со всеми функциями, требуемыми для работы схем питания. Это — все цепи, связанные с микросхемой контроллера и любыми цепями обратной связи где-либо в источнике питания. Статические потери обычно невелики по сравнению с другими потерями внутри источника, но их также можно проанализировать, чтобы внести какие-нибудь улучшения.

Первая схема, которая может «съесть» значительную часть мощности,— это схема запуска. Здесь постоянный ток обусловлен входным напряжением, так что схемы управления и драйвера получают достаточно энергии для запуска источника питания. Если схема запуска не останавливает ток после успешного запуска, то, в зависимости от входного напряжения, внутри этой схемы может постоянно рассеиваться до 3 Вт мощности.

Вторым значительным источником потерь является схема драйвера ключа. Для мощных биполярных транзисторов, используемых в качестве ключей, ток управления базой должен быть больше, чем максимальный ток стока, деленный на коэффициент усиления (/jf_e) транзистора. Типичный коэффициент усиления мощных транзисторов находится в диапазоне 5-15. Это означает, например, что при максимальном токе 10 А требуется ток, протекающий через базу, в пределах 0,66-2,0 А. Управляющее напряжение между базой и эмиттером составляет 0,7 В и, если этот ток не обусловлен напряжением, очень близким к указанной величине, то будут получены значительные потери.

Мощными полевыми МОП-транзисторами можно управлять с меньшими потерями, чем мощные биполярные транзисторы. К контакту затвора МОП-транзистора подключены два эквивалентных конденсатора: между затвором и истоком (C_1SS) и между истоком и стоком (C_rss). Потери, которые дает драйвер затвора полевого МОП-транзистора, создаются из-за зарядки конденсаторов затвора от дополнительного напряжения для перевода транзистора в проводящее состояние, а также при разрядке этих конденсаторов на землю при запирании МОП-транзистора. Формула для вычисления потерь драйвера затвора имеет следующий вид:

Единственное, что можно сделать с этими потерями, — выбрать полевой МОП- транзистор с низкими значениями C_1SS и C_rss и по возможности низким максимальным напряжением управления затвором.

Потери, связанные с магнитными компонентами

Эта область очень сложна для среднего инженера-проектировщика из-за необычной природы терминологии магнетизма. Описываемые далее потери изготовители сердечников обычно представляют в графической форме, которую очень легко использовать. Мы рассматриваем эти потери для того, чтобы понять их природу.

Существует три основные потери, связанные с трансформаторами и индукторами: гистерезисные потери, потери от вихревых токов и резистивные потери. Эти потери следует контролировать при проектировании и конструировании трансформатора или индуктора.

Гистерезисные потери определяю, насколько большая площадь внутри кривой намагничивания охватывается в течение каждого рабочего цикла (см. рис. Г.З из Приложения Г). Площадь, охватываемая частной петлей (minor-loop), соответствует количеству работы, требуемой для приложения силы к магнитным доменам внутри сердечника, чтобы некоторые из них остались переориентированными (остаточная магнитная индукция). Чем больше площадь охвата, тем выше гистерезисные потери. Эти потери определяются выражением (4.6):

где: к_ь — постоянная гистерезисной потери для данного материала; V_c — площадь сердечника, см 2 ; /_sw — частота переключений, Гц; В,_тх — максимальное отклонение рабочей магнитной индукции.

Как видно из этой формулы, потери пропорциональны частоте работы и квадрату максимальной рабочей магнитной индукции (5_тах). Хотя эти потери не столь существенны, как потери внутри ключа и выпрямителей, они могут превратиться в проблему, если с ними надлежащим образом не разобраться. При частоте 100 кГц В_та_Х должно составить около 50% магнитной индукции насыщения материала (£_sat). При частоте 500 кГц В_пт должно быть не более 25% от 5_sat, а при частоте 1 МГц Дшх должно составлять примерно 10% от B_sat. Эти оценки основаны на поведении ферритового материала, обычно используемого в импульсных источниках питания (ЗС8 и т. п.).

Потери от вихревых токов значительно меньше, чем гистерезисные потери, но значительно возрастают при повышении рабочей частоты. Это видно из представленной ниже формулы:

где к_с — постоянная потерь от вихревого тока для данного материала.

Вихревые токи (eddy current) — это круговые токи, индуцируемые в обширных областях внутри жил окружающих проводов и структур из-за присутствия сильных магнитных полей. Для уменьшения таких потерь обычный разработчик может сделать совсем немного.

Резистивные потери связаны с сопротивлением обмоток трансформатора или индуктора. Существует две формы резистивных потерь: по постоянному току и скин-эффекта. Резистивные потери по постоянному току представляют собой произведение сопротивления некоторого отрезка провода в обмотке и квадрата значения RMS формы волны тока. Скин-эффект (skin-effect) — это эффективное увеличение сопротивления провода из-за «выталкивания» тока от центра провода к его поверхности под действием сильных магнитных полей переменного тока. Ток протекает по меньшей площади поперечного сечения, что выглядит как уменьшение диаметра провода. Две описанные выше формы резистивных потерь объединены в следующем уравнении:

где: тг — отношение сопротивления по переменному току к сопротивлению по постоянному току; r_Dc — сопротивление проволоки по постоянному току, Ом; f_sw — частота переключений, Гц; и_Т — относительная магнитная проницаемость материала провода; r_m — удельное сопротивление материала проводника.

Одножильный провод можно заменить трубчатым с толщиной стенки, определяемой по формуле:

Индуктивность рассеяния (представленная небольшим индуктором расположенного последовательно с обмоткой) приводит к тому, что некоторая часть магнитного потока не взаимодействует с сердечником, а уходит в окружающий воздух и материалы. Его поведение не управляется трансформатором или индуктором, поэтому любой вносимый в обмотку импеданс, о котором идет речь, не влияет на поведение индуктора рассеяния.

Индуктивность рассеяния приводит к проблеме, поскольку она перехватывает энергию, которая не передается на нагрузку и приводит к «звону» внутри окружающих компонентов. Значение индуктивности рассеяния, проявляемой обмоткой, контролируется физической конструкцией трансформатора или индуктора. Оно варьирует от устройства к устройству, но приближается к номинальному.

Рассмотрим некоторые обобщенные эмпирические правила. К снижению индуктивности рассеяния, наблюдаемой в обмотке, приводят: • физическое удлинение обмотки;

• уменьшение физического расстояния до сердечника;

• использование методик тесного взаимодействия обмоток;

• использование сходного коэффициента трансформации (т. е. близкого к 1:1).

Для типичного сердечника типа «Ш-Ш», используемого в преобразователях постоянного тока, можно ожидать индуктивность рассеяния в пределах 3-5% индуктивности обмотки. В автономных преобразователях утечка, проявляемая первичной обмоткой, может достигать 12% индуктивности обмотки, если трансформатор должен строго соответствовать требованиям норм безопасности. Пленка, необходимая для изоляции обмоток, делает их короче и отодвигает от сердечника и друг от друга.

Как будет показано далее, паразитные потери, обусловленные индуктивностью рассеяния, можно обуздать.

В случае использования магнетиков постоянного тока, где-нибудь вдоль линии магнитной индукции сердечника обычно требуется воздушный зазор. В ферритовых сердечниках этот зазор расположен в центральном стержне сердечника. Магнитный поток исходит из одного конца сердечника и течет по направлению к противоположному концу. При этом поток отталкивает сам себя, в результате чего линии магнитной индукции «выпячиваются» в сторону от осевой линии сердечника. Наличие воздушного зазора создает область большой напряженности магнитного поля, которая может привести к возникновению внутри смежных проводов или внутри ближайших к сердечнику металлических структур вихревых токов.

Источник