Резонансный мостовой преобразователь напряжения

Резонансные LLC-преобразователи. Часть первая: Вступление

Недавно мне довелось разбираться со схемой резонансного полумостового LLC-преобразователя, и я подумал, что этот опыт можно использовать для создания серии статей: начать с описания основ и постепенно углубляться в тему. Мне потребовалось достаточно много времени для ознакомления с публикациями, диссертациями и руководствами, прежде чем я разобрался с работой этой схемы. Вышло так, что изучение источников информации, приведенных в списке литературы, заняло больше времени, чем написание самой статьи. Обратите внимание, что ни в одном из приведенных источников не сделан полный анализ работы этого преобразователя, имеющего много различных режимов и условий работы. Надеюсь, вы сможете получить общее представление о работе схемы с моей помощью. Эта помощь будет заключаться в фильтрации информации и акцентировании внимания на наиболее важных ключевых моментах предлагаемых документов.

Рис. 1. DC/AC резонансный преобразователь

Рис. 2. DC/AC резонансный преобразователь с трансформаторной развязкой

LLC-преобразователи являются разновидностью импульсных преобразователей напряжения (Switched Mode Power Supply, SMPS). Большинство публикаций по данной теме начинается с описания основных принципов работы LLC. Я же начну с того, что объясню, чем LLC отличается от других типов импульсных преобразователей.

• Работа обычного импульсного преобразователя состоит из двух фаз. В первой фазе происходит запасание энергии в индуктивности. Во второй фазе накопленная энергия расходуется для поддержания тока. Вы наверняка помните, что, согласно законам коммутации, ток в индуктивности не может измениться скачком (в случае корректной коммутации), точно так же, как и напряжение на конденсаторе. Этот принцип является основой работы большинства импульсных преобразователей.
• Работа LLC-преобразователя основана на создании синусоидального тока, который выпрямляется и запасается в большом конденсаторе. Индуктивность используется не для простого накопления энергии, а выступает в качестве резонансного элемента. Она выполняет функцию фильтра, который помогает преобразовать прямоугольный сигнал в синусоидальную форму, тогда как индуктивность намагничивания все еще работает с традиционным током треугольной формы. Это одна из особенностей, которая нуждается в дополнительном пояснении.

С рабочими режимами в LLC-преобразователях все оказывается еще сложнее, поскольку они имеют множество отличий:

• вместо того чтобы работать с фиксированной частотой коммутаций и изменять коэффициент заполнения ШИМ, LLC-преобразователи изменяют частоту, а коэффициент заполнения ШИМ постоянен и составляет 50%;
• передача энергии в LLC-преобразователях основана на рабочей точке индуктивности намагничивания;
• в LLC-преобразователях используется переменная скорость изменения напряжения в зависимости от тока нагрузки;
• в них есть две резонансные частоты, которые влияют друг на друга;
• режим непрерывного тока (Continuous current mode, CCM) для LLC-преобразователей относится к току выпрямителя, а не индуктивности, поскольку традиционная индуктивность в схеме отсутствует.

Большая часть сказанного выше может показаться сложной и непонятной, особенно для тех, кто только начинает знакомиться с силовой электроникой. Во второй части данной публикации будут рассмотрены основные источники информации, а также некоторые ключевые моменты, которые я считаю полезными. Однако рассказ о резонансных преобразователях требует рассмотрения некоторого базового вводного материала.

Импульсные регуляторы произвели революцию в области преобразования постоянного напряжения и преобразования мощности в целом. Инженеры быстро поняли, что комбинация из силового ключа, выпрямителя, индуктивности и конденсатора может с высокой эффективностью выполнять конвертацию напряжения даже при большой разнице между уровнями напряжения на входе и выходе (рис. 1). Кроме того, трансформаторы могут решить проблемы гальванической развязки и согласования большой разности уровней напряжения (рис. 2).

В идеальном мире преобразователей мощности все было бы хорошо, но, как часто бывает в реальной жизни, решение одной проблемы в конечном итоге создает проблемы в других областях. Например, геометрические размеры импульсного преобразователя во многом определяются рабочей частотой коммутаций, поэтому, если требуется уменьшить габариты электроники, то необходимо поднимать частоту. Кроме того, от преобразователей напряжения требовалось постоянное увеличение выходной мощности. Повышение частоты переключений в сочетании с ростом импульсных токов и напряжений приводили к хаосу из-за появления звонов, которые, в свою очередь, были вызваны паразитными составляющими самой схемы при работе с прямоугольными импульсами.

Для борьбы с описанными явлениями были созданы резонансные схемы с переключениями при нулевых токах (Zero Current Switching, ZCS) и нулевых напряжениях (Zero Voltage Switching, ZVS). Они оказываются менее чувствительными к паразитным составляющим. Однако главная проблема резонансных схем заключается в том, что резонанс ограничивается определенной частотой, которая приравнивается к части ширины импульса или времени включения/ выключения преобразователя. Увеличение входного напряжения или колебания тока нагрузки приведут к работе вне настроенной резонансной частоты.

Используемые в схемах компоненты также имеют собственные паразитные составляющие, которые могут варьироваться в зависимости от конструкции, рабочей точки и проводящего рисунка платы. В этом смысле LLC-преобразователи дают больше свободы, хотя они также имеют ограниченный диапазон рабочих частот и теряют эффективность при работе на частотах, отличных от настроенной частоты f1. Вы можете спросить: о какой частоте f1 идет речь?

Дело в том, что двойное «L» в названии «LLC-преобразователь» указывает на две резонансные частоты в рабочем диапазоне. Более подробно мы поговорим об этом в одной из последующих статей данного цикла. Пока стоит только запомнить, что выбор рабочих точек, используемых в LLC-преобразователях, обеспечивает как ZVS-, так и ZCS-переключения в силовых ключах MOSFET, а также ZCS-переключения в выпрямительных диодах. Это позволяет решить проблемы, связанные с восстановлением обратного диода выпрямителя.

Теперь, когда приведены базовые особенности работы импульсных резонансных преобразователей, дадим краткое описание используемых источников информации.

Лучшим способом облегчить себе жизнь при изучении работы LLC-схем будет ознакомление с руководством от компании ON Semiconductor [2]. Это руководство начинается с уравнения делителя напряжения, с помощью которого, используя значения импеданса двух катушек индуктивности LL и конденсатора C в сочетании с сопротивлением нагрузки, объясняется принцип работы LLC-преобразователя (рисунки 3, 4). Обратите внимание, что две индуктивности представляют собой индуктивности утечки и намагничивания трансформатора. Они образуют резонансную цепь накопителя с дополнительной последовательной емкостной составляющей. В случае с LLC величина паразитной выходной емкости MOSFET (или Coss) не играет большой роли в отличие от обычных резонансных преобразователей с ZVS и ZCS.

Рис. 3. Делитель напряжения

Рис. 4. Делитель переменного напряжения с резонансным элементом

Первая ссылка в списке литературы указывает на докторскую диссертацию Бо Янга «Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power Systems» [1]. В ней можно найти ссылки на другие публикации, которые помогут разобраться с темой LLC и самой диссертацией. Обратите внимание, что в первой ссылке есть подссылки на четвертую часть диссертации, а также на Приложение B, где приводится важный график напряжения (эта ссылка содержит Приложения от A до D и дополнительные ссылки). Хотя этот график приводится в большинстве источников, его создание потребовало от меня напряженной работы и заполнения некоторых пробелов в знаниях (рис. 5).

Рис. 5. Зависимость коэффициента усиления преобразователя от величины fs/fr

Ссылки 3 и 4 оказали мне решающую помощь при построении графика усиления преобразователя, поскольку в них отмечалось влияние емкостной составляющей на коэффициент передачи и объяснялось, почему отрицательный импеданс вносил неразбериху в графики. Более подробно мы поговорим об этом в одной из последующих статей данного цикла.

Ссылка 5 – руководство от Infineon, которое содержит подробное описание наиболее полезных шагов, выполняемых при проектировании. В этом документе сравниваются особенности переключений и выпрямления в мостовой и полумостовой схемах, а также — связанные с ними компромиссы. Я использовал мостовую и полумостовую схемы для объяснения, как связанны напряжение и ток. В мостовой схеме полевые МОП-транзисторы каскадируются для получения требуемого напряжения. Параллельное включение транзисторов необходимо для увеличения нагрузочного тока. Обычным требованием для импульсных регуляторов напряжения является исключение постоянной составляющей подмагничивания, чтобы не допускать насыщения трансформатора. Как упоминалось ранее, LLC-преобразователи отличаются тем, что мост им нужен для создания положительной и отрицательной полуволн сигнала, который, проходя фильтрацию, принимает синусоидальную форму.

Ссылка 6 от Fairchild – единственная среди найденных мной ссылок, в которой уравнение усиления также включает вторичную индуктивность рассеяния. Обратите внимание, что вторичная индуктивность рассеяния, а также сопротивление нагрузки отражаются через трансформатор и, таким образом, могут быть подстроены за счет изменения соотношения числа витков обмоток. В данном руководстве содержится ряд ключевых советов, которые помогут в разработке реальной схемы.

В документации от Infineon/Fairchild также подробно описывается конструкция трансформатора. Поскольку резонансная настройка LLC основывается как на индуктивности рассеяния, так и на намагничивающей индуктивности трансформатора, эта информация в нашем случае оказывается бесполезной.

Наши университетские друзья в Колорадо поделились некоторыми сведениями о преобразовании мощности. В частности, в курсе электротехники ЕЭК 562 Colorado State можно найти множество примеров моделирования, выполненных в MATLAB.

Говоря о моделировании, стоит отметить, что во многих источниках приводятся ссылки на модели SPICE. Я не отдаю предпочтение какой-либо конкретной ссылке и считаю, что, изучив их, можно убедиться в существовании различных режимов работы LLC-конвертера. Но стоит вновь отметить, что у LLC есть множество отличий от традиционных импульсных преобразователей.

Опытный образец, с которым я работаю, создан компанией Texas Instruments. Благодаря корректору коэффициента мощности эта система обеспечивает стабильную работу со входным напряжением 400 В DC. Исследование образца показало допустимость больших колебаний тока нагрузки и продемонстрировало влияние тока на рабочую точку и резонансную частоту.

В заключение хочется отметить, что если вы думаете, что сможете в разных статьях найти одинаковые уравнения для определения коэффициента усиления, то вы ошибаетесь. Использование переменной M позволяет учитывать факторы, отличающиеся в каждой конкретной статье, руководстве, диссертации, учебном курсе. Если у меня будет время, я составлю сравнительную таблицу, чтобы показать, чем они отличаются.

Данная статья могла показаться длинной и неконкретной. В ней содержится только вводная информация по теме LLC-преобразователей. Но теперь у вас есть ссылки для ознакомления с особенностями LLC-схемы, обещающей огромные преимущества, начиная от уменьшения или даже устранения потерь при переключениях. Вы также можете исключить огромную катушку индуктивности, поскольку она уже включена в трансформатор. Потребуется несколько статей, чтобы рассмотреть все эти преимущества.

Список следующих частей:

1. “Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power Systems” Bo Yang Dissertation submitted to the Faculty of the Virginia Polytechnic Institute and State University in partial fulfillment of the requirements for the degree of Doctor of Philosophy in Electrical Engineering, Fred C. Lee, Chairman; Dushan Boroyevich; Jason Lai; Guo-Quan. Lu; Alex Q. Huang; September 12, 2003 Blacksburg, Virginia
2. Chapter 4 LLC Resonant Converter;
3. Bo Yang Dissertation Appendices.
4. “Basic Principles of LLC Resonant Half Bridge Converter and DC/Dynamic Circuit Simulation Examples”, On Semiconductor LLC Application Note AND9408/D
5. “RLC Resonant Circuits” Andrew McHutchon April 20, 2013.
6. 11 The Series RLC Resonance Circuit.
7. ‘Resonant LLC Converter: Operation and Design 250W 33Vin 400V out Design Example’AN2012-09 Sam Abdel-Rahman, Infineon Technologies North America (IFNA) Corp.
8. “Design Considerations for an LLC Resonant Converter” Fairchild Semiconductor Power Seminar 2007 Appendix A: White Papers; couldn’t get a website URL; suggest you Google the text in brackets[“Design Considerations for an LLC Resonant Converter” Fairchild Semiconductor Power Seminar 2007 Appendix A: White Papers].
9. “SIMULATION OF A SERIES HALF BRIDGE LLC RESONANT CIRCUIT” ECE562: Power Electronics I COLORADO STATE UNIVERSITY Fall 2011.
10. “230-V, 400-W, 92% Efficiency Battery Charger w/PFC and LLC for 36-V Power Tools” Texas Instruments Reference Design, TIDA-00355.

Источник

Высокоэффективный компактный резонансный ZVS мостовой конвертер на основе 1200 В SiC-MOSFET

Последнее поколение (C2M) карбидокремниевых (SiC) приборов использовано в конвертере с коммутацией при нулевом напряжении (ZVS). Разработанный компанией Cree SiC MOSFET (1200 В, 160 мОм) применен при проектировании высокочастотного мостового ZVS LLC резонансного DC/DC-преобразователя. Благодаря очевидным преимуществам SiC MOSFET, имеющим меньшую емкость перехода и низкое сопротивление открытого канала по сравнению с кремниевыми (Si) приборами, резонансный преобразователь может работать на более высокой частоте с большей эффективностью, что позволяет увеличить плотность мощности при использовании меньшего количества компонентов и снижении общей стоимости изделия.

Прототип конвертера мощностью 8 кВт разработан для демонстрации возможностей SiC MOSFET по повышению производительности DC/DC-преобразователя, работающего в режиме мягкой коммутации при максимальном измеренном значении КПД 98,3%. Данные типы конвертеров могут широко применяться в трехфазных промышленных системах электропитания. К ним относятся источники питания (ИП) телекоммуникационного оборудования и серверов, высоковольтные системы постоянного тока (HVDC), индукционные нагреватели, а также зарядные устройства электрических транспортных средств (EV).

Мощные изолированные DC/DC преобразователи

В настоящее время в трехфазных устройствах промышленной электроники средней и высокой мощности, таких как AC/DC ИП телекоммуникационных систем, в HVDC-системах, зарядных устройствах EV и т. д., используются, в основном, две топологии схем на основе кремниевых ключей с «мягкой» коммутацией. Они применяются в изолированных DC/DC-каскадах, расположенных после трехфазного корректора коэффициента мощности (PFC), имеющего выходное напряжение постоянного тока в диапазоне 600–800 В.

Первая топология — трехуровневый (ТL) DC/DC-преобразователь, показанный на рис. 1. Такая схема, применяемая для построения DC/DC-преобразователей с 1992 г. [1], позволяет уменьшить уровень перенапряжения на силовых ключах. Главное преимущество ТL DC/DC-конвертера состоит в том, что в нем можно использовать последовательно соеди- ненные низковольтные транзисторы (например, 600 В MOSFET) для коммутации высокого входного напряжения постоянного тока. В таком преобразователе применяется метод управления со сдвигом фаз или резонансный метод для реализации режима «мягкого» переключения.

Однако топология ТL имеет некоторые ограничения: во-первых, она требует более сложного алгоритма управления, кроме того, здесь нужны отдельные драйверы, по крайней мере, для восьми используемых ключей. Во-вторых, в каждом плече ТL-инвертора вместо одного установлены два соединенных последовательно транзистора, что ведет к увеличению потерь проводимости. В-третьих, для обеспечения равномерного распределения напряжений между ними необходимы фиксирующие диоды и источники напряжения, компенсирующие разброс собственных характеристик приборов. Напряжение ограничения источника равно амплитудному значению напряжения базового конвертера, которое составляет половину от начального уровня сигнала на ключах. И наконец, при использовании двух последовательно соединенных транзисторов «мертвое время» между верхним и нижним плечом схемы должно быть достаточно большим, чтобы учесть изменения таких параметров приборов, как время нарастания и спада, а также время задержки включения/выключения. Это ограничивает частоту коммутации на уровне не выше 200 кГц.

Еще одной распространенной схемой на базе кремниевых ключей является двухуровневый DC/DC-преобразователь с чередующейся коммутацией (интерливингом), или последовательный конвертер с параллельным соединением выходов, показанный на рис. 2. Входное напряжение после цепи ККМ имеет нейтральную точку, разделяющую входное напряжение на положительную (+400 В DC) и отрицательную составляющую (–400 В DC). Два отдельных двухуровневых мостовых DC/DC-конвертера с интерливингом использованы для преобразования высоковольтного входного напряжения в выходное.

Благодаря малому уровню напряжения (400 В DC) на ключах, в устройстве можно использовать низковольтные транзисторы, например 600-В Si MOSFEТ. Однако, так же как и трехуровневый DC/DC-преобразователь, двухуровневый конвертер с интерливингом имеет сложное управление и требует применения большого количества независимых драйверов.

Кроме того, при наличии на входе двух мостовых, последовательно включенных преобразователей соблюдение баланса между положительным и отрицательным напряжением особые методы управления, в противном случае может возникнуть перегрузка одного из мостовых каскадов. Для решения этой проблемы существуют различные «обходные пути», однако это увеличивает стоимость и усложняет конструкцию устройства [2]. В заключение отметим основные недостатки рассмотренных топологий схем:

• сложный алгоритм управления, сложная реализация схемы управления;
• необходимость обеспечения баланса между входным (первичным) и отрицательным напряжениями;
• требуется большее количество компонентов;
• менее высокая надежность

Высокочастотный мостовой ZVS LLC резонансный конвертер на базе 1200 В SiC MOSFET

Транзистор C2M SiС MOSFEТ (1200 В, 160 мОм) от Cree использован при разработке высоко частотного двухуровневого однофазного ZVS LLC резонансного преобразователя, показанного на рис. 3. Благодаря высокой блокирующей способности, большой скорости коммутации и малым потерям применение карбидокремниевых приборов позволяет упростить топологию схемы и использовать один мостовой каскад для создания изолированного DC/DC преобразователя с высоким входным напряжением.

Таблица 1. Сравнение параметров MOSFET в корпусе TO 247

Параметр	SiC MOSFET C2M0160120D	Si MOSFET SPW47N60CFD	Si MOSFET IPW65R110CFD
Напряжение пробоя @ Tjmax, В	1200	650	650
Rdson @ Tc = +110 °C, Ом	0,22	0,14	0,19
Ciss @ f = 1МГц, VDS = 100 B, пФ	527	7700	3240
Coss @ f = 1МГц, VDS = 100 B, пФ	100	300	160
Crss @ f = 1МГц, VDS = 100 B, пФ	5	10	8
Td(on), задержка включения, нс	7 (VDD = 800 B)	30 (VDD = 400 B)	16 (VDD = 400 B)
Td(off), задержка включения, нс	13 (VDD = 800 B)	100 (VDD = 400 B)	68 (VDD = 400 B)
Qg , типовое значение, нКл	32,6	248	118
trr, интегральный диод, нс	35	210	150
Qrr, интегральный диод, мкКл	0,12	2	0,8

Таблица 2. Сравнение основных параметров преобразователей на базе SiC MOSFET и Si MOSFET

Параметр	Двухуровневый Н-мост, SiC MOSFET, 260 кГц	Трехуровневый Н-мост, Si MOSFET, 130 кГц	Двухуровневый Н-мост с интерливингом, Si MOSFET, 130 кГц
				MOSFET	С2М0160120D, 8 шт.	SPW47N60CFD, 16 шт.	SPW47N60CFD, 16 шт.
Трансформатор Lm	PQ6560, 1 шт.	PQ5050, 2 шт.
Резонансный дроссель, Lr	PQ3535, 1 шт.	PQ3535, 2 шт.
Резонансная емкость Cr, нФ	25	35
Драйвер MOSFET	4 шт.	8 шт.
Трансформатор драйвера	2 шт.	4 шт.
Фиксирующие диоды	Нет	4 шт.	Нет
Цепь балансировки	Нет		Есть

В таблице 1 приведено сравнение параметров MOSFET различного типа в корпусе ТО-247, включая SiC MOSFET (1200 В, 160 мОм) и высокопроизводительный Si MOSFET с рабочим напряжением 650 В. Сопротивление открытого канала (R _dson = 160 мОм) карбидокремниевого ключа при температуре +110 °C больше, чем у 650-В кремниевого транзистора. В трехуровневой схеме на базе Si MOSFET необходимо рассматривать два пути коммутации тока в сравнении с простой двухуровневой мостовой топологией с применением SiC MOSFET. В результате общее значение R dson карбидокремниевого транзистора может оказаться меньше, соответственно, меньше будут и потери проводимости по сравнению с кремниевыми приборами. Применение 1200 В SiC-MOSFET обеспечивает следующие преимущества в мостовой схеме с «мягкой» коммутацией:

• Низкое значение паразитных емкостей C iss , C oss , C rss гарантирует карбидокремниевым приборам высокую скорость коммутации и снижение потерь выключения, поэтому они имеют лучшие динамические характеристики и больше подходят для использования в высокочастотных преобразователях частоты.
• Меньшее время восстановления t _rr и заряд обратного восстановления Q _rr встроенного диода способствуют снижению коммутационных потерь и электрических помех благодаря малому времени обратного восстановления.
• Малое время задержки включения и выключения позволяет уменьшить величину «мертвого времени», это, в свою очередь, снижает потери проводимости и потери в обмотках, что повышает эффективность работы преобразователя.
• Низкая величина заряда затвора Q g позво- ляет снизить мощность рассеяния драйвера на высоких частотах переключения.

Благодаря малым паразитным емкостям SiC-ключей можно уменьшить величину «мертвого времени», что позволяет снизить энергию намагничивания при ZVS-коммутации. Это позволяет использовать маленькую резонансную цепь с низкой индуктивностью намагничивания Lm для разряда паразитной емкости SiC MOSFET. В схеме с SiC-транзисторами резонансная частота может быть вдвое больше, чем с обычными кремниевыми ключами. На рис. 4 показаны передаточные характеристики для различных резонансных цепей при увеличении частоты резонанса f _r со 130 кГц до 260 кГц. Параметры контура меняются от L _m = 150 мГн, L _r = 35 мкГн и C _r = 40 нФ до L _m = 100 мкГн, L _r = 15 мкГн и C _r = 25 нФ. Для формирования меньшего резонансного контура можно использовать пассивные компоненты с меньшими номиналами и стоимостью.

Мостовой ZVS LLC резонансный 8 кВт конвертер на базе 1200 В SiC MOSFET

Для сравнения характеристик двух топологий схем был разработан двухуровневый ZVS LLC резонансный конвертер мощностью 8 кВт с применением SiC-ключей.

В таблице 2 дано сравнение основных пара- метров схем на основе кремниевых и карбидокремниевых приборов. При использовании SiC MOSFET и высокой резонансной частоты (260 кГц) резонансный контур получается маленьким, соответственно, в нем использованы меньшие номиналы компонентов. Кроме того, это решение оказывается более простым по сравнению с конвертером на Si MOSFET с частотой резонанса 130 кГц. В результате стоимость системы с высокой резонансной частотой на основе 1200 В SiC-MOSFET может быть снижена.

Рабочие режимы

Поскольку резонансный LLC контур имеет частотную модуляцию, конвертер может работать в трех состояниях в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки.

Состояние 1

На резонансной частоте (f _s = f _r ) на каждом полупериоде происходит передача полной энергии, при этом половина периода резонанса завершается в момент переключения полуволны. В конце процесса коммутации ток резонансного индуктора I _Lr равен току намагничивания I _Lr , а ток выпрямителя приближается к нулю. Резонансный контур имеет единичный коэффициент усиления и наилучшие условия работы при оптимальной эффективности, поэтому коэффициент трансформации выбирается таким образом, чтобы преобразователь использовался при номинальных вели- чинах входного V_in и выходного V_out напря- жения. В нашем случае мощность составляет 8 кВт, номинальное значение V _in = 700 В DC, V _out = 270 В DC.

Состояние 2

На частотах выше резонансной (f _s > f _r ) на каждом полупериоде передается только часть мощности, поскольку, в отличие от состояния 1, резонансный полупериод здесь не завершен и прерван началом второго полупериода цикла переключения. В результате у первичного MOSFET увеличиваются потери выключения, а выпрямительные диоды на выходе работают в режиме жесткой коммутации. При этом преобразователь функционирует при повышенном входном напряжении, поэтому необходимо использование понижающего режима работы. Для нашего случая конвертера мощностью 8 кВт это происходит при входном напряжении в диапазоне 700–750 В DC.

Состояние 3

На частотах ниже резонансной (f s r ) на каждом полупериоде передается полная мощность. В момент времени, когда резонансный полупериод завершается и ток резонансного индуктора I _Lr достигает величины тока намагничивания, он переходит в оппозитный диод, и этот процесс продолжается до конца полупериода. При этом у силового ключа повышаются потери проводимости из-за циркуляции коммутируемой энергии, выходные диоды работают в ZCS-режиме. Конвертер находится в таком состоянии при снижении входного напряжения, поэтому требуется использование повышающего режима работы. В нашем случае это про- исходит при V in в диапазоне 700–650 В DC.

В данном состоянии возможен дополнительный режим, когда резонансный ток I _Lr становится равным току намагничивания I Lm , что вызывает его циркуляцию во входном каскаде. Это создает циркулирующие потери проводимости, однако данный режим не наблюдается в описанных выше состояниях 1 и 2. На рис. 5 показаны режимы работы SiC MOSFET в режиме 3. В состояниях 1 и 2 происходит почти то же самое, но без режима циркуляции между моментами t ₂ –t ₃ и t ₅ –t ₆ . Здесь L _m представляет собой эквивалентную индуктивность намагничивания трансформатора Т ₁ .

Ниже описаны режимы для положительной полуволны t ₀ –t ₃ , отрицательная полуволна t ₃ –t ₆ симметрична:

1. В период времени t₀ –t₁ при условии, что Q ₂ /Q ₃ отключаются в момент t₀ , первичный ток течет в обратном направлении. До того как Q ₁ /Q ₄ включатся на короткое время, ток проходит через интегральные диоды Q ₁ /Q ₄ . Амплитуда тока резонансного индуктора I _Lr превышает ток намагничивания ILm. Верхняя катушка трансформатора Т ₁ обеспечивает выходной ток в нагрузку через диод DR1. Интегральные диоды находятся в состоянии проводимости до отпирания Q ₁ /Q ₄ , и они могут достичь условия включения в режиме ZVS. Ток течет в обратном направлении через SiC MOSFET Q ₁ /Q ₄ при его отпирании, что соответствует режиму работы в 3 квадранте. Благодаря небольшой паразитной емкости схема с SiC MOSFET может работать при меньшем значении «мертвого времени» и меньшем циркулирующем токе в первичной цепи, что позволяет повысить эффективность.
2. В период t₁ –t₂ (момент времени t₁) ток резонансного индуктора I _Lr стремится к нулю и позволяет первичному току I _P проходить в обратном направлении. В результате он течет в прямом (нормальном) направлении через транзисторы Q ₁ /Q ₄ . Ток резонансного индуктора I _Lr поддерживается на уровне, превышающем ток намагничивания I _Lm. Верхняя катушка трансформатора Т ₁ обеспечивает выход- ной ток в нагрузку через диод DR1.
3. В период времени t₂ –t₃ резонансный ток I _Lr становится равным I _Lm, в результате чего диоды DR1 и DR2 блокируются. Индуктивности L _r и L _m начинают резонировать с емкостью C_r для разряда С ₂ /С ₃ и заряда С ₁ /C ₄ для формирования предстоящей отрицательной полуволны, затем процесс переходит к следующей симметричной отрицательной полуволне (t₃ –t₆ ).

Экспериментальные результаты

На базе SiС MOSFET был разработан прототип мостового ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт. Диапазон входного напряжения 650–750 В DC, выходное напряжение 270 В DC, ток 30 А. Целевое значение КПД 98% при резонансной частоте 260 кГц. Внешний вид прототипа размером 8×12,5×3,5″ показан на рис. 6, плотность мощности при таких габаритах превышает 35 Вт/дюйм 3 . Каждый силовой ключ содержит два параллельных SiC MOSFET C2M0160120D, выходные диоды DR1 и DR2 — SiC C3D16060D (два в параллель на прибор).

На рис. 7 приведено распределение потерь конвертера при полной нагрузке 8 кВт, входном номинальном напряжении 700 В и выходном 270 В. На диаграмме рис. 7а по- казаны потери SiС MOSFET в предлагаемой схеме двухуровневого мостового ZVS резонансного преобразователя (рис. 3), на рис. 7б — потери Si MOSFET в трехуровневом конвертере (рис. 1). Во втором случае силовой ключ состоит из двух параллельных транзисторов SPW47N60CFD.

Несмотря на то, что резонансная частота в схеме с SiC (260 кГц) в 2 раза выше, чем у конвертера на основе кремниевого ключа, расчет показывает, что общие потери SiС MOSFET на 10 Вт меньше, чем у Si MOSFET. С учетом меньших магнитных компонентов суммарные потери преобразователя SiС MOSFET могут быть ниже на 20 Вт. Целевое значение КПД конвертера на базе SiС MOSFET при полной нагрузке 98%.

На рис. 8 и 9 приведены эпюры переключения при полной (8 кВт) и минимальной нагрузке (400 Вт) и при разных значениях V _in : 650, 700 и 750 В. Показаны осциллограммы напряжения на резонансном контуре V _ab (зеленый) и резонансный ток I _Lr (желтый). При номинальном входном напряжении 700 В первичный ток I _Lr имеет чистую синусоидальную форму с частотой коммутации f _s = f _r = 260 кГц, при этом достигается оптимальная производительность и эффективность. Минимальная частота переключения f _s = 200 кГц наблюдается при V _in = 650 В и полной мощности нагрузки (8 кВт), максимальная частота f _s = 410 кГц будет при V _in = 750 В и малой нагрузке (400 Вт). Частота коммутации регулируется в пределах 200–410 кГц для поддержания на выходе постоянной величины V _out = 270 В при изменении входного напряжения 650–750 В.

Эффективность и тепловые характеристики

На рис. 10 приведены измеренные значения КПД, а также показано распределение тепла в критических зонах конвертера. В соответствии с графиками, при входном напряжении 700 В максимальная эффективность наблюдается при 60%-й нагрузке. Величины КПД 98,3 и 98,1% на полной нагрузке согласуются с расчетными значениями потерь, приведенными на рис. 7. При V _in = 650 В из-за циркулирующих потерь проводимости в периоды времени t ₂ –t ₃ и t ₅ –t ₆ КПД ниже, чем при V _in = 700 В. При входном напряжении 750 В из-за повышения частоты переключения и работы DR1 и DR2 в режиме жесткого переключения эффективность преобразования оказывается меньше, чем в остальных рассматриваемых случаях.

Измеренные значения КПД согласуются с предварительной оценкой величины потерь. Тепловые характеристики анализировались при V _in = 700 В и полной нагрузке (8 кВт) после часа постоянной работы. В нашем тесте для охлаждения трансформатора Т ₁ и дросселя L _r использовался только один вентилятор мощностью 12 Вт. Радиатор SiC MOSFET работает почти без принудительной вентиляции, однако температура транзистора и теплостока не превышает +60 °С. Наибольший нагрев в прототипе наблюдается на трансформаторе Т ₁ и дросселе L _r . Для изготовления сердечника трансформатора и индуктора использован популярный недорогой феррит РС95. Применение специальных ферритов с низкими потерями позволяет снизить нагрев моточных изделий и повысить общую производительность.

В статье приведен пример использования 1200 В SiC-MOSFET в резонансном преобразователе с мягкой коммутацией. Испытания ZVS LLC резонансного конвертера мощностью 8 кВт доказали, что применение карбидокремниевых MOSFET транзисторов помогает упростить конструкцию высоковольтного изолированного DC/DC-преобразователя с высокой производительностью.

Автор и литература

Автор: Валерия Смирнова

1. J. R. Pinheiro and I. Barbi. The three-level ZVS PWM converter — A concept in high-voltage DC-to-DC conversion. // Proc. IEEE IECON. 1992.
2. Jong-Pil Lee etc. Input-Series-Output-Parallel Connected DC/DC Converter for a Photovoltaic PIECES with High-Efficiency under a Wide Load Range // Journal of Power Electronics. 2010. Vol. 10, № 1.
3. C2M0160120D Datasheet. Cree Inc.
4. Jimmy Liu etc. Increase Efficiency and Lower System Cost with 100 kHz, 10kW Silicon Carbide (SiC) Interleaved Boost Circuit Design // PCIM Europe. 2013.

Источник