Как уменьшить пульсацию выпрямленного напряжения

Напряжение, получаемое от выпрямителей, является не постоянным, а пульсирующим. Оно состоит из постоянной и переменной составляющих. Чем больше переменная составляющая по отношению к постоянной, тем больше пульсация и хуже качество выпрямленного напряжения.

Переменная составляющая формируется гармониками. Частоты гармоник определяются равенством

где k – номер гармоники, k = 1, 2, 3, …, m – количество пульсов выпрямляемого напряжения, f – частота напряжения сети.

Качество выпрямленного напряжения оценивается коэффициентом пульсации p , который зависит от среднего значения выпрямленного напряжения и амплитуды основной гармоники в нагрузке.

Порядок гармонических составляющих n = km, содержащихся в кривой выпрямленного напряжения, зависит лишь от числа пульсов и не зависит от конкретной схемы выпрямителя. Гармоники минимальных номеров имеют наибольшую амплитуду.

Действующее значение напряжения гармонической составляющей порядка n зависит от среднего значения выпрямленного напряжения Ud идеального нерегулируемого выпрямителя:

В реальных схемах переход тока с одного диода на другой происходит в течение некоторого конечного промежутка времени, измеряемого долями периода переменного напряжения и называемого углом коммутации . Наличие углов коммутации существенно увеличивает амплитуду гармоник. В результате растут пульсации выпрямленного напряжения .

Переменная составляющая выпрямленного напряжения, состоящая из гармоник низкой и высокой частоты, создает в нагрузке переменный ток, который оказывает мешающее воздействие на другие электронные устройства.

Для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения между выходными зажимами выпрямителя и нагрузкой включают сглаживающий фильтр , который значительно ослабляет пульсацию выпрямленного напряжения за счет подавления гармоник.

Основными элементами сглаживающих фильтров являются катушки индуктивности (дроссели) и конденсаторы, а при небольших мощностях и транзисторы.

Работа пассивных фильтров (без транзисторов и других усилителей) основана на зависимости от частоты величины сопротивления реактивных элементов (катушки индуктивности и конденсатора). Реактивные сопротивления катушки индуктивности X l и конденсатора X c : X l = 2πfL, X c = 1/2πfC,

где f – частота тока, протекающего через реактивный элемент, L – индуктивность дросселя, С – eмкость конденсатора.

Из формул для сопротивления реактивных элементов следует, что с увеличением частоты тока сопротивление катушки индуктивности (дросселя) растёт, а конденсатора уменьшается. Для постоянного тока сопротивление конденсатора равно бесконечности, а катушки индуктивности – нулю.

Отмеченная особенность позволяет катушке индуктивности беспрепятственно пропускать постоянную составляющую выпрямленного тока и задерживать гармоники. Причём, чем больше номер гармоники (выше её частота), тем эффективней она задерживается. Конденсатор наоборот полностью задерживает постоянную составляющую тока и пропускает гармоники.

Основным параметром, характеризующим эффективность работы фильтра, является коэффициент сглаживания (фильтрации)

где p1 – коэффициент пульсации на выходе выпрямителя в схеме без фильтра, p2 – коэффициент пульсации на выходе фильтра.

На практике применяются пассивные Г-образные, П-образные и резонансные фильтры. Наиболее широко используются Г-образные и П-образные, схемы которых приведены на рисунке 1

Рисунок 1. Схемы пассивных сглаживающих Г-образного (a) и П-образного (б) фильтров для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения

Исходными данными для расчёта индуктивности дросселя фильтра L и ёмкости конденсатора фильтра C являются коэффициент пульсации выпрямителя, вариант схемного решения, а также требуемый коэффициент пульсации на выходе фильтра.

Расчёт параметров фильтра начинают с определения коэффициента сглаживания. Далее необходимо произвольно выбрать схему фильтра и емкость конденсатора в ней. Ёмкость конденсатора фильтра выбирают из ряда ёмкостей, приведённого ниже.

На практике используют конденсаторы следующих ёмкостей: 50, 100, 200, 500, 1000, 2000, 4000 мкФ. Меньшие значения ёмкостей из этого ряда целесообразно применять при больших рабочих напряжениях, а большие ёмкости – при невысоких напряжениях.

Индуктивность дросселя в Г-образной схеме фильтра можно определить из приближённого выражения

В формулы ёмкость подставляется в микрофарадах, а результат получается в генри.

Фильтрация пульсаций выпрямленного напряжения

Если Вам понравилась эта статья, поделитесь ссылкой на неё в социальных сетях. Это сильно поможет развитию нашего сайта!

Подписывайтесь на наш канал в Telegram!

Просто пройдите по ссылке и подключитесь к каналу.

Не пропустите обновления, подпишитесь на наши соцсети:

Источник

Способ подавления переменной составляющей тока на выходе двухполюсного фильтра и устройство для его осуществления

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в источниках вторичного электропитания для подавления переменной составляющей тока в цепи нагрузки . Цель изобретения — улучшение качества подавленияпеременной составляющей выходного тока: Сущность способа состоит в следующем. Переменную составляющую подавляют в цепи шунтирования путем выделения этой переменной составляющей из цепи шунтирования с последующим суммированием в измерительном элементе с током регулирующего элемента, а результирующую переменную составляющую подают через цепь обратной связи на вход регулирующего элемента. Устройство для реализации способа содержит делитель напряжения, выполненный на резисторах 1,2 и конденсаторе 3, образующих шунтирующую цепь. К общей точке соединения резистора 1 и конденсатора 3 подключена база транзистора 4, в цепи эмиттера которого имеется измерительный резистор 5. Общая точка соединения резисторов 1,2 через конденсатор 6 подсоединена к точке соединения эмиттера транзистора 4 и резистора 5. 2 с.п.ф-лы, 2 ил. 8 fe Nj О СП ю XJ 00

ПО ИЗОБРЕТЕНИЯМ И ОТКРЫТИЯМ

К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ

Фиг. Z (21) 3989305/07 (22) 25.12.85 (46) 15.01.92. Бюл, 1Ф 2 (71) Институт электродинамики АН УССР и

Киевский филиал Всесоюзного научно-исследовательского института радиоаппаратуры (72) И,В.Волков. С.И.Закревский, Ю.И.Стародумов и А.Ю.Довгалевский (53) 621.372.4(088.8) (56) Авторское свидетельство СССР

М 127296, кл. Н 02 M 1/14, 1960.

Авторское свидетельство СССР

М 607315, кл. Н 02 M 1/15, 1978.

Авторское свидетельство СССР

N. 547940, кл. Н 02 М 1/15, 1977.

Векслер Г.С. и др. Транзисторные сглаживающие фильтры. — М.: Техника, 1972, с.

208. (54) СПОСОБ ПОДАВЛЕНИЯ ПЕРЕМЕННОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ ТОКА НА ВЫХОДЕ

ДВУХПОЛЮСНОГО ФИЛЬТРА И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ (57) Изобретение относится к злектротехникв и может быть использовано в источниках

Я2 1705978 А1 вторичного электропитания для подавления переменной составляющей тока в цепи нагрузки. Цель изобретения — улучшение качества подавления переменной составляющей выходного тока. Сущно Изобретение относится к электротехнике и может найти применение в различных устройствах электропитания для сглаживания напряжения пульсаций в цепях выпрямленного напряжения

Источник

Эта непостоянная постоянная составляющая: что делать?

Analog Devices AD822

Владимир Рентюк, Запорожье, Украина

Ситуация, когда в полезном сигнале имеется постоянная составляющая, достаточно обычна. Эта составляющая может быть представлена некоторым фиксированным смещением или иметь нестационарный, плавающий характер. Как правило, она является паразитной и мешает производить обработку полезного переменного сигнала. Таким образом, возникает необходимость ее устранения, и обычно для этого используется разделительный конденсатор. Безусловно, это самое распространенное решение, и сразу вспоминается шутка, которой маститые инженеры вводят в ступор новичков, задавая им простой вопрос: как быстро доказать, что конденсатор проводит переменный ток и не пропускает постоянный. И на все их долгие и пространные объяснения показывают свое (Рисунок 1).

а) б)
Рисунок 1.	Конденсатор для напряжения постоянного и переменного токов. Постоянный ток «уперся» в конденсатор и дальше пройти не может (а), а переменный его «обходит» (б).

Если бы все было настолько просто… Но вернемся к сути проблемы. Действительно, первое, что приходит на ум – разделительный конденсатор. И это верно, но не всегда. Если по тем или иным причинам входное сопротивление каскада невелико, а диапазон рабочих частот составляет единицы или десятые доли герц, то потребуются разделительные конденсаторы большой емкости. Как правило, используются электролитические конденсаторы. Но здесь возникают уже совсем иные проблемы. Это габариты и связанная с этим проблема ударо- и вибростойкости, токи утечки, шумы, чувствительность к внешним электромагнитным помехам, необходимость наличия поляризующего напряжения. И не просто, как некоторые думают, любого поляризующего напряжения – лишь бы оно было, что мы часто видим, и не только в радиолюбительской практике. А ведь нужно соблюдать заданное в спецификации соотношение между переменной и постоянной составляющими в области рабочих частот, если вы подходите к процессу проектирования должным образом, а не по принципу «оно же работает». Есть еще такая неприятность, о которой вспоминают, когда устройство уже собрано на плате, как заряд разделительного конденсатора и соответствующий этому переходной процесс. А ведь часто это – весьма ощутимый удар по всей схеме.

Если все изложенное является критичным, то на первый план выходит компенсация постоянной составляющей внешним смещением или задание строго необходимого при наличии некоторой постоянной составляющей в структуре сигнала. Подход хороший, но только если точно известно, какая она (постоянная составляющая) будет, и будет ли она постоянной. Причем, не только во времени, а и, в зависимости от внешних условий, как минимум, от температуры. Если не будет точной компенсации, то в случае, например, измерения среднеквадратичного значения сигнала, будет допущена ошибка. Еще один момент кроется в том, что если аналоговая часть, допустим некоторый масштабирующий усилитель, подключается на вход АЦП микроконтроллера, то для получения максимального динамического диапазона необходимо поднять аналоговый сигнал на величину напряжения, равную половине напряжения питания микроконтроллера или половине максимального номинального напряжения, допустимого для входа его АЦП.

Автору статьи пришлось однажды искать решение для, скажем так, «изделия специального назначения». В нем был блок обработки сигналов с большим динамическим диапазоном, поступающих с некого сенсора через систему сложных, переключаемых в зависимости от ситуации фильтров. Причем спектр этого сигнала достаточно широк, а его низкочастотная составляющая могла лежать в области инфранизких частот. Вычислитель осуществлял контроль среднеквадратичного уровня сигнала и при его отклонении в пределах ±1% выдавал некую очень важную команду. Кроме переменной составляющей, входной сигнал в своей структуре содержал еще и неизвестное по величине и меняющееся по уровню постоянное напряжение смещения. Вдобавок, на печатной плате не было лишнего места, и даже ее высота была ограничена, Ну и, коль это было «изделие специального назначения», то и требования к нему по ударо- и вибростойкости были специальные. Как видим, ни о каких разделительных конденсаторах или о подаче компенсирующего смещения речь даже не могла идти. Схемное решение, которое решило проблему такой необычной компенсации постоянной составляющей исходного сигнала (без разделительного конденсатора) и задания фиксированного и строго определенного смещения, приведено на Рисунке 2. Впервые в общем виде оно было опубликовано в [1].

Рисунок 2.	Схема цепи ультразвукового сенсора, использующая компенсацию постоянной составляющей входного сигнала [1].

Для предлагаемой схемы желательно использовать операционный усилитель (ОУ) типа «rail-to-rail» по входу и выходу, естественно, допускающий включение в режиме с однополярным источником питания, например, AD822 [2]. Это увеличивает динамический диапазон компенсации постоянной составляющей входного напряжения. Заданная величина выходного смещения, не зависящая от величины постоянной составляющей в структуре сигнала, устанавливается подачей необходимого уровня опорного напряжения V_REF. На Рисунке 2 он формируется при помощи построечного резистора R₁, но этот резистор может быть заменен источником опорного напряжения или резистивным делителем. (Автором успешно использовались оба варианта). Как уже отмечалось выше, для получения максимального динамического диапазона выходной уровень опорного постоянного напряжения устанавливается равным половине напряжения питания V_CC. Усилитель, выполненный на ОУ IC_1B, усиливает и инвертирует высокочастотную составляющую напряжения входного сигнала с коэффициентом усиления равным R₄/R₃, обычным для схем усилителей на базе ОУ в инвертирующем включении.

Инвертирующий вычитающий интегратор, выполненный на ОУ IC_1A, обеспечивает компенсацию любого неподходящего для работы схемы напряжения смещения внутри контура отрицательной обратной связи. Переменная составляющая сигнала ослабляется выбором соответствующей постоянной времени интегратора R₂C₁, оставляя, таким образом, лишь усредненную постоянную составляющую смещения на выходе ОУ IC_1B ниже нижней граничной рабочей частоты входного сигнала. Это смещение выходного сигнала в рабочем диапазоне частот будет равно заданному уровню опорного напряжения. На Рисунке 2 показана временная диаграмма действия такой компенсации для случая ступенчатого изменения смещения постоянной составляющей во входном сигнале на величину 4 В. То есть, если учитывать коэффициент усиления схемы, приведенной на Рисунке 2, равный

это будет в условиях очень глубокого перерегулирования, как минимум в 29 дБ! Тем не менее, и это можно видеть из Рисунка 3, время установления предлагаемой схемы с учетом переходных процессов составляет менее 100 мс.

Рисунок 3.	Процесс компенсации ступеньки смещения входного напряжения в 4 В. Время установления менее 100 мс.

Рассмотренное схемотехническое решение имеет еще две дополнительные полезные области применения. Во-первых, это ФВЧ первого порядка без входных емкостей, в котором амплитудно-частотная характеристика имеет спад 6 дБ/октава с частотой среза по уровню –3 дБ. Во-вторых, эта схема также может служить удобным в использовании дифференциатором (инвертирующим и без входного конденсатора) с реакцией на шаг ступенчатого изменения входного напряжения. Как известно, такие дифференциаторы являются потенциально неустойчивыми и, следственно, не очень удобны в применении.

Нижняя частота среза схемы, приведенной на Рисунке 2, определяется по формуле:

(1)

Формула получена в результате моделирования. Для значений элементов, приведенных на Рисунке 2, частота среза в области низких частот равна 47 Гц.

А где же обещанные инфранизкие частоты, спросит читатель? Заменим элементы в интеграторе на R₂ = 2 МОм и C₁ = 2.2 мкФ и зададим коэффициент усиления, например, равный 12, то есть k = R₄/R₃ = 12. Это будет соответствовать той задаче, которую решал автор статьи в своем, упомянутом в начале статьи, проекте.

АЧХ такого варианта каскада приведена на Рисунке 4.

Рисунок 4.	Амплитудно-частотная характеристика в области инфранизких частот.

Как видим, все обошлось без нежелательного разделительного электролитического конденсатора. В противном случае пришлось бы использовать электролитический конденсатор емкостью, как минимум, в 470 мкФ и, естественно, схему формирования сдвига выходного напряжения. Приведенное схемное решение было использовано автором в целом ряде проектов и ни разу не имело нареканий.

1. Vladimir Rentyuk «Use an integrator instead of coupling capacitors», EDN, February 16, 2012
2. AD822 Single-Supply, Rail-to-Rail Low Power FET-Input Op Amp, Analog Devices Inc., Rev1, 2010

Источник